JPH11285255A

JPH11285255A - 電源回路

Info

Publication number: JPH11285255A
Application number: JP8432698A
Authority: JP
Inventors: Yoshinobu Shimokura; 良信下蔵
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 1998-03-30
Filing date: 1998-03-30
Publication date: 1999-10-15
Anticipated expiration: 2018-03-30
Also published as: JP3615047B2

Abstract

(57)【要約】【課題】高耐圧素子を使用する必要がなく、小型化に
適した電源回路を提供する。【解決手段】電圧値の異なる２種の交流電源のうち、
一方の交流電源の入力時に切換回路４が閉路されて倍電
圧整流回路を構成し、他方の交流電源の入力時に切換回
路４が開路されてブリッジ整流回路を構成し、２種の交
流電源を略同一値の直流電圧Ｖo に変換して出力する。
補助電源回路５の第１のダイオード５１は、交流電源の
正半周期において、第３のコンデンサ５３を充電する回
路を構成する。第２のダイオード５２は、負の半周期に
おいて、第３、第４のコンデンサ５３、５４の直列回路
に、交流電源を印加する回路を構成する。第４のコンデ
ンサ５４の端子電圧Ｖｃｃが、制御回路４の動作電圧と
して利用される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばＡＣ１００
ＶとＡＣ２００Ｖの交流入力に対し、前者に対しては倍
電圧整流、後者には全波整流になるように切替え、２つ
の異なる交流電源系に対して、略同一値の直流出力を得
るようにした電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種の電源回路において、倍電圧整流
回路及び全波整流回路の切替に当たっては、切替スイッ
チを手動で操作すること可能であるが、切り替え忘れや
誤操作、及び、それに伴う危険を回避する手段として、
商用電源の相違に応じて、全波整流及び倍電圧整流に自
動的に切り替える回路構成が主流になっている。特開昭
６２ー１７８１７３号公報、特開昭６０ー２７９１６号
公報及び特開平３ー１４５９２６号公報等は、そのよう
な自動切替技術を開示している。

【０００３】自動切替を行なうには、交流入力電圧を検
出し、その検出信号に基づいて、トライアック等の３端
子スイッチ素子でなる切替回路を制御する制御回路と共
に、この制御回路に動作電圧を供給する補助電源回路が
必要である。

【０００４】補助電源回路を構成するに当たり、上述し
た特開昭６２ー１７８１７３号公報及び特開平３ー１４
５９２６号公報等では、交流入力電圧を全波整流または
半波整流していた。ところが、交流入力が、例えばＡＣ
２００Ｖと、ＡＣ１００Ｖとの間で切り替えられるの
で、制御回路を構成する受動回路部品及び能動回路部品
として、ＡＣ２００Ｖ時のピーク値に耐え得る高耐圧素
子を用いなければならず、コスト高になる。

【０００５】特開昭６０ー２７９１６号公報では、トラ
ンスを用いて、交流入力電圧を低下させ、この低下され
た電圧を利用して、補助電源を生成している。しかし、
この場合は、回路の大型化、部品点数の増大を招き、小
型化の要求に応えることができない。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】そこで、本発明の課題
は、制御回路を構成する部品として、高耐圧の素子を使
用する必要がなく、回路構成の小型化に適した電源回路
を提供することである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本発明に係る電源回路は、ダイオードブリッジ回路
と、コンデンサ回路と、切換回路と、制御回路と、補助
電源回路とを含み、電圧値の異なる２種の交流電源が選
択的に入力され、前記２種の交流電源を略同一値の直流
電圧に変換して出力する。

【０００８】前記ダイオードブリッジ回路は、交流入力
端及び整流出力端を有する。前記コンデンサ回路は、少
なくとも第１のコンデンサ及び第２のコンデンサを含
み、第１のコンデンサ及び第２のコンデンサは、前記ダ
イオードブリッジ回路の整流出力端間において直列に接
続されている。

【０００９】前記切換回路は、一方の交流電源の入力時
に閉路されて前記ダイオードブリッジ回路による倍電圧
整流回路を構成し、他方の交流電源の入力時に開路され
て前記ダイオードブリッジ回路による全波整流回路が構
成されるように、前記ダイオードブリッジ回路の交流入
力端の１つと、前記第１のコンデンサ及び第２のコンデ
ンサの接続点との間に接続されている。

【００１０】上記構成において、交流電源が、例えばＡ
Ｃ１００ＶとＡＣ２００Ｖとの間で選択される場合にお
いて、ＡＣ２００Ｖが選択されたとき、切換回路が開路
される。すると、ＡＣ２００Ｖの交流入力は、全波整流
回路で全波整流され、その整流出力が第１のコンデンサ
及び第２のコンデンサにより平滑化され、直流ライン間
にＡＣ２００Ｖに対応した直流電圧が得られる。

【００１１】交流電源としてＡＣ１００Ｖが選択された
場合は、切換回路が閉じられる。すると、正サイクル時
には、全波整流回路を構成するダイオードの１つを通し
てＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第１のコン
デンサによって平滑化される。このとき、第１のコンデ
ンサの端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応した直流電圧とな
る。一方、負サイクル時には、全波整流回路を構成する
他のダイオードを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その
整流出力がコンデンサ第２のコンデンサによって平滑化
される。このとき、第２のコンデンサの端子電圧はＡＣ
１００Ｖに対応した直流電圧となる。直流ライン間に
は、正サイクル時の端子電圧と負サイクル時の端子電圧
を重ね合せた倍電圧直流電圧が得られる。

【００１２】本発明に係る電源回路は、更に、制御回路
及び補助電源回路を含んでいる。前記制御回路は、交流
電源の電圧値に応答して、前記切替回路を制御する。従
って、ＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖのような商用電源
の相違に応じて、回路構成を、全波整流及び倍電圧整流
に自動的に切り替えることができる。

【００１３】前記補助電源回路は、制御回路のための動
作電圧を生成して、制御回路に供給する。この補助電源
回路は、第１のダイオードと、第２のダイオードと、第
３のコンデンサと、第４のコンデンサとを含む。第１の
ダイオードは、交流電源の例えば正の半周期において、
交流電源により第３のコンデンサを充電する回路を構成
する。従って、第３のコンデンサは正の半周期において
充電される。

【００１４】次に、第２のダイオードは、交流電源の負
の半周期において、第３のコンデンサ及び第４のコンデ
ンサの直列回路に、交流電源を印加する回路を構成す
る。そして、第４のコンデンサの端子電圧が、制御回路
の動作電圧として利用される。

【００１５】この補助電源回路において、制御回路の動
作電圧として利用される第４のコンデンサ５４端子電圧
は、第３のコンデンサの容量値と第のコンデンサに並列
に接続された制御回路の入力インピーダンスに関係して
定まる。従って、第３のコンデンサの容量値と、制御回
路４の入力インピーダンスを適切に選定によって、第４
のコンデンサの端子電圧を低電圧に設定することが可能
になる。このため、第４のコンデンサの端子電圧が印加
される受動回路部品及び能動回路部品として、高耐圧の
素子を使用する必要がなくなる。更に、第４のコンデ
ンサの端子電圧は制御回路の入力インピーダンスによっ
て定まる。従って、ＡＣ１００系と、ＡＣ２００Ｖ系と
の間において、制御回路の入力インピーダンスＺを異な
らせることにより、両系において、第４の端子電圧をほ
ぼ一致した値に設定することができる。

【００１６】しかも、整流ダイオード及びコンデンサに
よる回路構成であるから、トランスを用いる場合に比較
して、回路構成が著しく小型化されると共に、部品点数
が減少する。

【００１７】本発明に係る電源回路は、例えばスイッチ
ング電源のようにそれ自体独立した形態を取る電源のみ
ならず、各種電子機器の電源部等のように独立した形態
を取らない電源等にも、広く適用し得る。

【００１８】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係る電源回路の電
気回路接続図である。本発明に係る電源回路は、ダイオ
ードブリッジ回路１と、コンデンサ回路２と、切換回路
３と、制御回路４と、補助電源回路５とを含み、電圧値
の異なる２種の交流電源６、例えばＡＣ１００Ｖ及びＡ
Ｃ２００Ｖが選択的に入力され、これらの２種の交流電
源６を略同一値の直流電圧Ｖｏに変換して出力する。こ
の直流電圧Ｖｏが負荷７に供給される。負荷７の代表例
はスイッチング電源である。スイッチング電源には、そ
れ自体が独立した電源のみならず、各種電子機器の電源
部等のように独立した形態を取らない電源等も含まれ
る。

【００１９】ダイオードブリッジ回路１は、交流入力端
ａ、ｂ及び整流出力端ｃ、ｄを有する。コンデンサ回路
２は、少なくとも第１のコンデンサ２１及び第２のコン
デンサ２２を含み、第１のコンデンサ２１及び第２のコ
ンデンサ２２は、ダイオードブリッジ回路１の整流出力
端ｃーｄ間において直列に接続されている。

【００２０】切換回路３は、一方の交流電源６の入力時
に閉路されてダイオードブリッジ回路１による倍電圧整
流回路を構成し、他方の交流電源６の入力時に開路され
てダイオードブリッジ回路１による全波整流回路が構成
されるように、ダイオードブリッジ回路１の交流入力端
ｂと、第１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２
の接続点ｅとの間に接続されている。図示された切替回
路３は、トライアック等の双方向性３端子スイッチ素子
で構成され、双方向性３端子スイッチ素子のゲートに制
御回路４からのトリガ信号が供給される回路構成となっ
ている。

【００２１】上記構成において、交流電源６が、例えば
ＡＣ１００ＶとＡＣ２００Ｖとの間で選択される場合に
おいて、ＡＣ２００Ｖが選択されたとき、制御回路４か
ら供給されるゲートトリガ信号により、切換回路３が開
路される。すると、ＡＣ２００Ｖの交流入力は、ダイオ
ードブリッジ回路１で全波整流され、その整流出力が第
１のコンデンサ２１及び第２のコンデンサ２２により平
滑化され、直流ライン間にＡＣ２００Ｖに対応した直流
電圧Ｖ０が得られる。

【００２２】交流電源６としてＡＣ１００Ｖが選択され
た場合は、切換回路３が閉じられる。すると、正サイク
ル時には、ダイオードブリッジ回路１を構成するダイオ
ードの１つを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流
出力が第１のコンデンサ２１によって平滑化される。こ
のとき、第１のコンデンサ２１の端子電圧はＡＣ１００
Ｖに対応した直流電圧となる。一方、負サイクル時に
は、ダイオードブリッジ回路１を構成する他のダイオー
ドを通してＡＣ１００Ｖが整流され、その整流出力が第
２のコンデンサ２２によって平滑化される。このとき、
第２のコンデンサ２２の端子電圧はＡＣ１００Ｖに対応
した直流電圧となる。直流ライン間には、正サイクル時
の端子電圧と負サイクル時の端子電圧を重ね合せた倍電
圧直流電圧Ｖ０が得られる。

【００２３】本発明に係る電源回路は、更に、制御回路
４及び補助電源回路５を含んでいる。制御回路４は、交
流電源６の電圧値に応答して、切換回路３を制御する。
従って、ＡＣ１００Ｖ及びＡＣ２００Ｖのような商用電
源の相違に応じて、回路構成を、全波整流及び倍電圧整
流に自動的に切り替えることができる。

【００２４】補助電源回路５は、制御回路４のための動
作電圧を生成して、制御回路４に供給する。この補助電
源回路５は、第１のダイオード５１と、第２のダイオー
ド５２と、第３のコンデンサ５３と、第４のコンデンサ
５４とを含む。第１のダイオード５１は、図２に示すよ
うに、交流電源６の、例えば正の半周期において、交流
電源６により第３のコンデンサ５３を充電する回路ＩＣ
１を構成する。従って、第３のコンデンサ５３は、正の
半周期において充電される。

【００２５】次に、第２のダイオード５２は、図３に示
すように、交流電源６の負の半周期において、第３のコ
ンデンサ５３及び第４のコンデンサ５４の直列回路に、
交流電源６を印加する回路ＩＣ２を構成する。そして、
第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃが、制御回路４
の動作電圧として利用される。

【００２６】この補助電源回路５において、制御回路４
の動作電圧として利用される第４のコンデンサ５４の端
子電圧Ｖｃｃは、第３のコンデンサ５３の容量値Ｃ１と
第４のコンデンサ５４に並列に接続された制御回路４の
入力インピーダンスＺに関係する次の式によって定ま
る。

【００２７】（Ｖｃｃ）²＝（１／４）・（Ｃ１）・（Ｖａｃ）²・ｆ・Ｚ但し、Ｖａｃは交流電源電圧ｆは交流電源周波数Ｚは制御回路４の入力インピーダンス従って、第３のコンデンサ５３の容量値Ｃ１と、制御回
路４の入力インピーダンスＺを適切に選定によって、コ
ンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃを、６３Ｖ以下の低い電
圧に設定することが可能になる。このため、第１の整流
ダイオード５１及び第２の整流ダイオード５２として、
高耐圧の素子を使用する必要がなくなる。この点につい
て具体例を挙げて説明する。例えば、Ｃ１＝０．１μＦＶａｃ＝２６５Ｖｆ＝５０ＨｚＺ＝１０ｋΩ とすると、Ｖｃｃ＝２９．６Ｖとなる。

【００２８】更に、上記式から理解されるように、第４
のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃは制御回路４の入力
インピーダンスＺによって定まる。従って、ＡＣ１００
系と、ＡＣ２００Ｖ系との間において、制御回路４の入
力インピーダンスＺを異ならせることにより、両系にお
いて、第４の端子電圧Ｖｃｃを、例えば、６３Ｖ以下の
ほぼ一致した値に設定することができる。第４のコンデ
ンサ５４の端子電圧Ｖｃｃを６３Ｖ以下に設定した場
合、制御回路４を構成する受動回路素子、及び、半導体
素子等の能動回路素子として、耐圧８０Ｖのものを用い
ることができる。このような低耐圧の電子部品は、耐圧
８０Ｖを越える回路部品よりも、低価格（例えば半値）
であるから、制御回路４の大幅なコストダウン、延て
は、電源回路のコストダウンを達成できる。

【００２９】しかも、第１の整流ダイオード５１第２の
整流ダイオード５２、第３のコンデンサ５３及び第４の
コンデンサ５４による回路構成であるから、トランスを
用いる場合に比較して、回路構成が著しく小型化される
と共に、部品点数が減少する。

【００３０】図４は本発明に係る電源回路の別の実施例
を示す電気回路図である。図１に示された実施例の構成
部分と同一の構成部分については、同一の参照符号を付
してある。この実施例においても、補助電源回路５は、
第１のダイオード５１と、第２のダイオード５２と、第
３のコンデンサ５３と、第４のコンデンサ５４とを含
む。第１のダイオード５１は、図５に示すように、交流
電源６の、例えば負の半周期において、交流電源６によ
り第３のコンデンサ５３を充電する回路ＩＣ１を構成す
る。従って、第３のコンデンサ５３は、負の半周期にお
いて充電される。

【００３１】次に、第２のダイオード５２は、図６に示
すように、交流電源６の正の半周期において、第３のコ
ンデンサ５３及び第４のコンデンサ５４の直列回路に、
交流電源６を印加する回路ＩＣ２を構成する。そして、
第４のコンデンサ５４の端子電圧Ｖｃｃが、制御回路４
の動作電圧として利用される。

【００３２】図７は本発明に係る電源回路に含まれる制
御回路の具体的な回路例を示している。制御回路４は、
第１のトランジスタＴ１、第２のトランジスタＴ２及び
第３のトランジスタＴ３を含んでいる。

【００３３】第１のトランジスタＴ１のベースは、ツェ
ナーダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路を通
して交流電源ラインの一方に接続され、抵抗Ｒｏを通し
て、交流電源ラインの他方に接続されている。抵抗Ｒｏ
〜Ｒ３は交流電源電圧Ｖａｃを分圧する分圧抵抗であ
る。

【００３４】また、第１のトランジスタＴ１のベース
は、抵抗Ｒ３を通して、第４のコンデンサ５４の一端に
接続されている。抵抗Ｒ３には、ダイオードＤ２が並列
接続されている。第１のトランジスタＴ１のコレクタ
は、抵抗Ｒ４を介して第３のトランジスタＴ３のコレク
タに接続されている。第１のトランジスタＴ１のエミッ
タは、第３のトランジスタＴ３のエミッタに接続され、
第４のコンデンサ５４の一端に導かれている。

【００３５】第２のトランジスタＴ２は、コレクタが、
コンデンサＣ１を介して、第４のコンデンサ５４の一端
に接続され、エミッタが抵抗Ｒ６の一端に接続されてい
る。抵抗Ｒ６の他端は第４のコンデンサ５４の他端に接
続されている。コンデンサＣ１には、抵抗Ｒ５が並列接
続されている。また、第２のトランジスタＴ２のベース
・エミッタ間には、抵抗Ｒ７と、コンデンサＣ２との並
列回路が接続されている。更に、第２のトランジスタＴ
２のエミッタと、コレクタに接続されたコンデンサＣ１
の一端との間にコンデンサＣ３が接続されている。

【００３６】第３のトランジスタＴ３は、コレクタがコ
ンデンサＣ２を介して抵抗Ｒ６の一端に接続されてい
る。

【００３７】第２のトランジスタＴ２のエミッタには、
双方向性ブレークオーバ型半導体素子８及び抵抗Ｒ８の
直列回路が接続されている。この直列回路は切替回路３
を構成する双方向性３端子素子のゲートに導かれてい
る。双方向性３端子素子のゲート回路には、抵抗Ｒ９と
コンデンサＣ４との並列回路が接続されている。

【００３８】上記の回路において、交流電源６がＡＣ２
００Ｖである場合、ツエナーダイオードＤ１が、抵抗Ｒ
ｏ〜Ｒ３によって分圧された電圧によって導通する。ツ
エナーダイオードＤ１が導通すると、第１のトランジス
タＴ１がオンになる。

【００３９】第１のトランジスタＴ１がオンになると、
第２のトランジスタＴ２のベースが駆動されるので、第
２のトランジスタＴ２がオンになる。第２のトランジス
タＴ２がオンになると、第３のトランジスタＴ３がオン
になり、コンデンサＣ３の端子電圧がほぼゼロになる。
このため、双方向性ブレークオーバ型半導体素子８の両
端に加わる電圧が極めて低くなり、双方向性ブレークオ
ーバ型半導体素子８はオフとなり、切替回路を構成する
３端子スイッチ素子はオフとなる。これにより、前述し
た全波整流が行なわれる。

【００４０】第２のトランジスタＴ２がオンになると、
第３のトランジスタＴ３がオンになり、第２のトランジ
スタＴ２が駆動されるので、自己保持動作に入る。第４
のコンデンサ５４の電圧は、抵抗Ｒ６によって消費され
る。

【００４１】交流電源６がＡＣ１００Ｖである場合は、
ツェナーダイオードＤ１が導通しないので、第１のトラ
ンジスタＴ１〜第３のトランジスタＴ３による上記動作
は行なわれない。交流電源６がＡＣ１００Ｖの場合は、
ダイオード５１または５２及び抵抗Ｒ６を通してコンデ
ンサＣ３が充電される。この充電作用により、コンデン
サＣ３の充電端子電圧が、半導体素子８のブレークオー
バ電圧に達すると、半導体素子８がブレークオーバ動作
をする。半導体素子８のブレークオーバ動作により、切
替回路３を構成する３端子スイッチ素子のゲートがトリ
ガされ、３端子スイッチ素子がターン・オンする。この
結果、前述した倍電圧整流が行なわれることになる。

【００４２】このとき消費される電力は、コンデンサＣ
３と抵抗Ｒ６とによって定まる。このように、ＡＣ１０
０系と、ＡＣ２００Ｖ系との間で、制御回路４の入力イ
ンピーダンスを切り替えることにより、第４のコンデン
サ５４の電圧を、６３Ｖ以下に設定することができる。

【００４３】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、高
耐圧の素子を使用する必要がなく、回路構成の小型化に
適した電源回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る電源回路の電気回路図である。

【図２】図１に示した電源回路の動作を説明する電気回
路図である。

【図３】図１に示した電源回路の別の動作を説明する電
気回路図である。

【図４】本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気
回路図である。

【図５】図４に示した電源回路の動作を説明する電気回
路図である。

【図６】図４に示した電源回路の別の動作を説明する電
気回路図である。

【図７】本発明に係る電源回路の別の実施例を示す電気
回路図である。

【符号の説明】

１ダイオードブリッジ回路２コンデンサ回路２１第１のコンデンサ２２第２のコンデンサ３切替回路４制御回路５補助電源回路５１第１のダイオード５２第２のダイオード５３第３のコンデンサ５４第４のコンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ダイオードブリッジ回路と、コンデンサ
回路と、切換回路と、制御回路と、補助電源回路とを含
み、電圧値の異なる２種の交流電源が選択的に入力さ
れ、前記２種の交流電源を略同一値の直流電圧に変換し
て出力する電源回路であって、前記ダイオードブリッジ回路は、交流入力端及び整流出
力端を有しており、前記コンデンサ回路は、少なくとも第１のコンデンサ及
び第２のコンデンサを含み、前記第１のコンデンサ及び
前記第２のコンデンサは、前記ダイオードブリッジ回路
の整流出力端間において直列に接続されており、前記切換回路は、一方の交流電源の入力時に閉路されて
前記ダイオードブリッジ回路による倍電圧整流回路を構
成し、他方の交流電源の入力時に開路されて前記ダイオ
ードブリッジ回路による全波整流回路が構成されるよう
に、前記ダイオードブリッジ回路の交流入力端の１つ
と、前記第１のコンデンサ及び第２のコンデンサの接続
点との間に接続されており、前記制御回路は、交流電源の電圧値に応答して、前記切
替回路を制御し、前記補助電源回路は、前記制御回路のための動作電圧を
生成して、前記制御回路に供給する回路であって、第１
のダイオードと、第２のダイオードと、第３のコンデン
サと、第４のコンデンサとを含み、前記第１のダイオードは、前記交流電源の一の半周期に
おいて、前記交流電源により前記第３のコンデンサを充
電する回路を構成し、前記第２のダイオードは、前記交流電源の他の半周期に
おいて、前記第３のコンデンサ及び前記第４のコンデン
サの直列回路に、前記交流電源を印加する回路を構成
し、前記第４のコンデンサの端子電圧が、前記制御回路の動
作電圧として利用される電源回路。
【請求項２】請求項１に記載された電源回路であっ
て、前記第４のコンデンサの端子電圧を、６３Ｖ以下に設定
することを特徴とする電源回路。