JPH11299231A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPH11299231A JPH11299231A JP9551998A JP9551998A JPH11299231A JP H11299231 A JPH11299231 A JP H11299231A JP 9551998 A JP9551998 A JP 9551998A JP 9551998 A JP9551998 A JP 9551998A JP H11299231 A JPH11299231 A JP H11299231A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- voltage
- transformer
- control
- winding
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２および
該トランジスタのスイッチング周波数を制御するドライ
ブトランスＴ１と、コンバータトランスＴ２とを有した
主電源部と、スイッチングトランジスタＱ３および該ト
ランジスタによって断続される電流が流れるフライバッ
クトランスＴ３を有した補助電源部とを備えた電源装置
において、１次側入力電圧変動分の影響を受けずに安定
した出力を得ることができるようにする。 【解決手段】 フライバックトランスＴ３の２次巻線Ｎ
２に接続した整流ダイオードＤ８、平滑コンデンサＣ７
により、１次側の入力電圧に比例した負の電圧を取り出
す。この取り出した電圧は補正回路２０で検出され、該
検出電圧に応じて過電力保護回路１２の動作点を変える
補正が行われる。これによって１次側入力電圧の変動に
対しても動作点の移動のない、安定した過電力保護が行
える。
該トランジスタのスイッチング周波数を制御するドライ
ブトランスＴ１と、コンバータトランスＴ２とを有した
主電源部と、スイッチングトランジスタＱ３および該ト
ランジスタによって断続される電流が流れるフライバッ
クトランスＴ３を有した補助電源部とを備えた電源装置
において、１次側入力電圧変動分の影響を受けずに安定
した出力を得ることができるようにする。 【解決手段】 フライバックトランスＴ３の２次巻線Ｎ
２に接続した整流ダイオードＤ８、平滑コンデンサＣ７
により、１次側の入力電圧に比例した負の電圧を取り出
す。この取り出した電圧は補正回路２０で検出され、該
検出電圧に応じて過電力保護回路１２の動作点を変える
補正が行われる。これによって１次側入力電圧の変動に
対しても動作点の移動のない、安定した過電力保護が行
える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、主電源部および補
助電源部で構成されたスイッチングレギュレータ等の電
源装置に係り、特に１次側入力電圧変動分の影響を受け
ずに安定した出力を得ることができる電源装置に関す
る。
助電源部で構成されたスイッチングレギュレータ等の電
源装置に係り、特に１次側入力電圧変動分の影響を受け
ずに安定した出力を得ることができる電源装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、主電源部および補助電源部を備え
た電源装置は、例えば図３のように構成されていた。図
３は主電源部として電流共振型スイッチングレギュレー
タを用いた電源装置であり、Ｅ１は商用電源電圧を例え
ばダイオードブリッジ整流回路により整流して得られる
直流電源を示している。
た電源装置は、例えば図３のように構成されていた。図
３は主電源部として電流共振型スイッチングレギュレー
タを用いた電源装置であり、Ｅ１は商用電源電圧を例え
ばダイオードブリッジ整流回路により整流して得られる
直流電源を示している。
【０００３】この直流電源Ｅ１の正負極間にはＮＰＮ型
のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２が直列に接続さ
れている。スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の中間
点はドライブトランスＴ１の巻線Ｎｂ０、共振コンデン
サＣｒ、コンバータトランスＴ２の１次巻線Ｐを介して
直流電源Ｅ１の負極に接続され、ハーフブリッジ型の電
流共振型スイッチング回路が構成されている。
のスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２が直列に接続さ
れている。スイッチングトランジスタＱ１，Ｑ２の中間
点はドライブトランスＴ１の巻線Ｎｂ０、共振コンデン
サＣｒ、コンバータトランスＴ２の１次巻線Ｐを介して
直流電源Ｅ１の負極に接続され、ハーフブリッジ型の電
流共振型スイッチング回路が構成されている。
【０００４】スイッチングトランジスタＱ１、Ｑ２のス
イッチング周期は直交型のドライブトランスＴ１の巻線
Ｎｂ１、Ｎｂ２、コンデンサＣｂ１、Ｃｂ２、抵抗Ｒｂ
１，Ｒｂ２からなる直列共振回路によってスイッチング
周波数が決定される。なおＲｏ１，Ｒｏ２は起動抵抗、
Ｃｏは保護コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２はダンパーダイオー
ドを示している。
イッチング周期は直交型のドライブトランスＴ１の巻線
Ｎｂ１、Ｎｂ２、コンデンサＣｂ１、Ｃｂ２、抵抗Ｒｂ
１，Ｒｂ２からなる直列共振回路によってスイッチング
周波数が決定される。なおＲｏ１，Ｒｏ２は起動抵抗、
Ｃｏは保護コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２はダンパーダイオー
ドを示している。
【０００５】コンバータトランスＴ２の２次側には直流
出力を取り出すための出力電圧用の２次巻線Ｓ２と制御
電圧用の３次巻線Ｓ３が巻回されており、２次巻線Ｓ２
に誘起された電圧は整流ダイオードＤ３，Ｄ４によって
全波整流され、所定の回路に電圧ＶＯとして供給される
とともに、該電圧ＶＯによって出力側の電流及び電圧を
検出し、主電源部の制御および保護を行う定電圧制御回
路（過電流制御回路も含む）１１が駆動されるように構
成されている。
出力を取り出すための出力電圧用の２次巻線Ｓ２と制御
電圧用の３次巻線Ｓ３が巻回されており、２次巻線Ｓ２
に誘起された電圧は整流ダイオードＤ３，Ｄ４によって
全波整流され、所定の回路に電圧ＶＯとして供給される
とともに、該電圧ＶＯによって出力側の電流及び電圧を
検出し、主電源部の制御および保護を行う定電圧制御回
路（過電流制御回路も含む）１１が駆動されるように構
成されている。
【０００６】また、コンバータトランスＴ２の３次巻線
Ｓ３は、前記２次巻線Ｓ２よりも１次巻線Ｐとの磁気結
合度合が密になるように配置され、３重絶縁線等により
１次側と絶縁して２次側へ電圧を出力する検出巻線とし
て作用する。この３次巻線Ｓ３に誘起された電圧はダイ
オードＤ５によって整流されて、平滑コンデンサＣ３に
より平滑され、過電力保護回路（定電力制御回路）１２
に供給される。
Ｓ３は、前記２次巻線Ｓ２よりも１次巻線Ｐとの磁気結
合度合が密になるように配置され、３重絶縁線等により
１次側と絶縁して２次側へ電圧を出力する検出巻線とし
て作用する。この３次巻線Ｓ３に誘起された電圧はダイ
オードＤ５によって整流されて、平滑コンデンサＣ３に
より平滑され、過電力保護回路（定電力制御回路）１２
に供給される。
【０００７】またＴ３は、補助電源部を構成するＰＷＭ
のフライバックコンバータのトランスである。このフラ
イバックトランスＴ３の１次巻線Ｎ１の一端は直流電源
Ｅ１の正極に接続され、他端はスイッチングトランジス
タＱ３を介して直流電源Ｅ１の負極に接続されている。
のフライバックコンバータのトランスである。このフラ
イバックトランスＴ３の１次巻線Ｎ１の一端は直流電源
Ｅ１の正極に接続され、他端はスイッチングトランジス
タＱ３を介して直流電源Ｅ１の負極に接続されている。
【０００８】前記１次巻線Ｎ１の両端間には抵抗Ｒ５お
よびダイオードＤ６が直列に接続され、抵抗Ｒ５にはコ
ンデンサＣ４が並列接続されている。Ｃ５は平滑コンデ
ンサである。フライバックトランスＴ３の２次巻線Ｎ２
に誘起する電圧は整流ダイオードＤ７によって整流さ
れ、平滑コンデンサＣ６によって平滑される。
よびダイオードＤ６が直列に接続され、抵抗Ｒ５にはコ
ンデンサＣ４が並列接続されている。Ｃ５は平滑コンデ
ンサである。フライバックトランスＴ３の２次巻線Ｎ２
に誘起する電圧は整流ダイオードＤ７によって整流さ
れ、平滑コンデンサＣ６によって平滑される。
【０００９】前記定電圧制御および過電流制御を行う定
電圧制御回路１１と、過電力制御（定電力制御）を行う
過電力保護回路１２は、例えば特開平７−２８４２７０
に開示されているような、図４に示す回路で構成され
る。
電圧制御回路１１と、過電力制御（定電力制御）を行う
過電力保護回路１２は、例えば特開平７−２８４２７０
に開示されているような、図４に示す回路で構成され
る。
【００１０】図４において図３のスイッチングレギュレ
ータを構成する部分は図示省略している。図４の一点鎖
線で囲まれたＣＣＢは、前記ドライブトランスＴ１を制
御して過電力制御、過電流制御、定電圧制御を行う制御
回路であり、定電圧制御を行うための検出回路として差
動アンプＯＰ１、過電流制御を行うための検出回路とし
て差動アンプＯＰ２、過電力制御を行うための検出回路
として差動アンプＯＰ３が設けられている。そして、こ
れらの各差動アンプの出力がトランジスタＱ４を駆動
し、前記ドライブトランスＴ１の制御巻線Ｎｃに制御電
流を流すようにしている。
ータを構成する部分は図示省略している。図４の一点鎖
線で囲まれたＣＣＢは、前記ドライブトランスＴ１を制
御して過電力制御、過電流制御、定電圧制御を行う制御
回路であり、定電圧制御を行うための検出回路として差
動アンプＯＰ１、過電流制御を行うための検出回路とし
て差動アンプＯＰ２、過電力制御を行うための検出回路
として差動アンプＯＰ３が設けられている。そして、こ
れらの各差動アンプの出力がトランジスタＱ４を駆動
し、前記ドライブトランスＴ１の制御巻線Ｎｃに制御電
流を流すようにしている。
【００１１】尚、Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃは基準電圧源、抵抗
Ｒ１，Ｒ２は２次巻線Ｓ２の出力電圧ＶＯを検出するた
めの分圧抵抗、Ｒ３，Ｒ４は３次巻線Ｓ３の出力電圧Ｖ
３を検出するための分圧抵抗を示す。また抵抗Ｒｄは負
荷に供給されている電流ＩＯを検出するための検出抵抗
を示す。
Ｒ１，Ｒ２は２次巻線Ｓ２の出力電圧ＶＯを検出するた
めの分圧抵抗、Ｒ３，Ｒ４は３次巻線Ｓ３の出力電圧Ｖ
３を検出するための分圧抵抗を示す。また抵抗Ｒｄは負
荷に供給されている電流ＩＯを検出するための検出抵抗
を示す。
【００１２】図３および図４の装置において、スイッチ
ングトランジスタＱ１，Ｑ２は所定のスイッチング周波
数によりオン／オフ制御され、該トランジスタによって
断続された電流をコンバータトランスＴ２の１次巻線Ｐ
に流し、２次巻線Ｓ２に出力電圧を得るものである。
ングトランジスタＱ１，Ｑ２は所定のスイッチング周波
数によりオン／オフ制御され、該トランジスタによって
断続された電流をコンバータトランスＴ２の１次巻線Ｐ
に流し、２次巻線Ｓ２に出力電圧を得るものである。
【００１３】このときコンバータトランスＴ２の１次巻
線Ｐと直列に接続された共振コンデンサＣｒによって共
振回路が構成され、該共振回路の共振周波数と前記スイ
ッチング周波数が一致したときに最大出力電圧が得られ
る。
線Ｐと直列に接続された共振コンデンサＣｒによって共
振回路が構成され、該共振回路の共振周波数と前記スイ
ッチング周波数が一致したときに最大出力電圧が得られ
る。
【００１４】したがって、コンバータトランスＴ２の出
力側に生じる電圧を検出して、スイッチング周波数を制
御しているドライブトランスＴ１の制御巻線Ｎｃに流れ
る電流を制御すると、すなわち制御巻線Ｎｃによってド
ライブトランスＴ１の磁気飽和特性をコントロールし、
ドライブ巻線Ｎｂ１、Ｎｂ２の呈するインダクタンスを
変化してやれば、スイッチング周波数を変化することに
より出力側の電源電圧を一定の値となるように制御する
ことができる。
力側に生じる電圧を検出して、スイッチング周波数を制
御しているドライブトランスＴ１の制御巻線Ｎｃに流れ
る電流を制御すると、すなわち制御巻線Ｎｃによってド
ライブトランスＴ１の磁気飽和特性をコントロールし、
ドライブ巻線Ｎｂ１、Ｎｂ２の呈するインダクタンスを
変化してやれば、スイッチング周波数を変化することに
より出力側の電源電圧を一定の値となるように制御する
ことができる。
【００１５】また過電圧、過電流、過電力に対する抑制
も、定電圧制御回路１１および過電力保護回路１２（す
なわち図４の回路）によって次のようにして行われる。
すなわち、過電圧に対しては出力電圧に比例した電圧
が、過電流に対しては出力電流に比例した電圧が、過電
力に対しては３次巻線Ｓ３の出力電力に比例した電圧
が、各々差動アンプＯＰ１、ＯＰ２、ＯＰ３の各基準電
圧源Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃを超えた場合、各々トランジスタ
Ｑ４が駆動されて前記制御巻線Ｎｃに電流が流れる。
も、定電圧制御回路１１および過電力保護回路１２（す
なわち図４の回路）によって次のようにして行われる。
すなわち、過電圧に対しては出力電圧に比例した電圧
が、過電流に対しては出力電流に比例した電圧が、過電
力に対しては３次巻線Ｓ３の出力電力に比例した電圧
が、各々差動アンプＯＰ１、ＯＰ２、ＯＰ３の各基準電
圧源Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃを超えた場合、各々トランジスタ
Ｑ４が駆動されて前記制御巻線Ｎｃに電流が流れる。
【００１６】するとトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチ
ング周波数は所定の高い周波数に変化し、これによって
共振インピーダンスが大となってスイッチングレギュレ
ータのドライブ電流が減少し、１次側から供給される電
力が制限されるものである。
ング周波数は所定の高い周波数に変化し、これによって
共振インピーダンスが大となってスイッチングレギュレ
ータのドライブ電流が減少し、１次側から供給される電
力が制限されるものである。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】図３および図４に示す
回路において、コンバータトランスＴ２の３次巻線Ｓ３
からの出力電圧（Ｖ３）は２次側出力電力（Ｐ２＝ＶＯ
×ＩＯ）に依存し、その関係は図５のようになってお
り、出力電圧Ｖ３がある値以上にならないように、前述
したように制御巻線Ｎｃに電流を流して１次側から供給
される電力を制限することにより定電力制御を行ってい
る。
回路において、コンバータトランスＴ２の３次巻線Ｓ３
からの出力電圧（Ｖ３）は２次側出力電力（Ｐ２＝ＶＯ
×ＩＯ）に依存し、その関係は図５のようになってお
り、出力電圧Ｖ３がある値以上にならないように、前述
したように制御巻線Ｎｃに電流を流して１次側から供給
される電力を制限することにより定電力制御を行ってい
る。
【００１８】しかし出力電圧Ｖ３は１次側入力電圧（Ｅ
１）の変動に伴って図６の特性線ａ，ｂ，ｃのように変
化する。このため過電力保護回路の動作点が１次側入力
電圧に依存して変動することとなり、このことが原因で
１次側入力電圧の変動による過電力保護回路の誤動作が
生じ、電源破壊等の不具合が発生する。
１）の変動に伴って図６の特性線ａ，ｂ，ｃのように変
化する。このため過電力保護回路の動作点が１次側入力
電圧に依存して変動することとなり、このことが原因で
１次側入力電圧の変動による過電力保護回路の誤動作が
生じ、電源破壊等の不具合が発生する。
【００１９】前記不具合を解決するために従来の回路で
は、補助電源に商用トランスを用いて、２次側に１次側
入力電圧に比例した電圧を取り出し、これにより過電力
保護回路に１次側入力電圧補正を加えていたが、補助電
源がスイッチング電源で構成されている場合は同様な補
正回路は実現されていなかった。
は、補助電源に商用トランスを用いて、２次側に１次側
入力電圧に比例した電圧を取り出し、これにより過電力
保護回路に１次側入力電圧補正を加えていたが、補助電
源がスイッチング電源で構成されている場合は同様な補
正回路は実現されていなかった。
【００２０】本発明は上記の点に鑑みてなされたもので
その目的は、補助電源がスイッチング電源で構成される
電源装置において、１次側入力電圧変動分の影響を受け
ずに安定した電力を得ることができるようにすることに
ある。
その目的は、補助電源がスイッチング電源で構成される
電源装置において、１次側入力電圧変動分の影響を受け
ずに安定した電力を得ることができるようにすることに
ある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】（１）本発明は、スイッ
チング素子および該スイッチング素子のスイッチング周
波数を制御する制御手段と、コンバータトランスとを有
した主電源部と、スイッチング素子および該スイッチン
グ素子によって断続される電流が流れるトランスを有し
た補助電源部とを備えた電源装置において、前記補助電
源部の２次側に、１次側入力電圧に比例した電圧を取り
出して、該電圧によって前記制御手段の１次側入力電圧
変動分を補正する補正手段を設けたことを特徴としてい
る。
チング素子および該スイッチング素子のスイッチング周
波数を制御する制御手段と、コンバータトランスとを有
した主電源部と、スイッチング素子および該スイッチン
グ素子によって断続される電流が流れるトランスを有し
た補助電源部とを備えた電源装置において、前記補助電
源部の２次側に、１次側入力電圧に比例した電圧を取り
出して、該電圧によって前記制御手段の１次側入力電圧
変動分を補正する補正手段を設けたことを特徴としてい
る。
【００２２】また前記制御手段は、前記主電源部のコン
バータトランスの２次側に設けられ、直流出力を取り出
すための出力電圧用の２次巻線よりも１次巻線との磁気
結合度合が密になるよう配置された制御電圧用の３次巻
線と、前記主電源部のスイッチング素子にドライブ信号
を供給するためのドライブトランスと、前記ドライブト
ランスのリアクタンスを変化させるための制御巻線とを
備え、前記制御巻線に、少なくとも前記３次巻線から出
力させた直流電圧の変動成分に対応する電流を供給して
過電力制御を行うことを特徴とし、前記コンバータトラ
ンスの２次巻線に流れる過電流成分に対応する電流を前
記ドライブトランスの制御巻線に供給して過電流制御を
行うことを特徴とし、前記コンバータトランスの２次巻
線から出力される直流電圧の変動成分に対応する電流を
前記ドライブトランスの制御巻線に供給して定電圧制御
を行うことを特徴としている。
バータトランスの２次側に設けられ、直流出力を取り出
すための出力電圧用の２次巻線よりも１次巻線との磁気
結合度合が密になるよう配置された制御電圧用の３次巻
線と、前記主電源部のスイッチング素子にドライブ信号
を供給するためのドライブトランスと、前記ドライブト
ランスのリアクタンスを変化させるための制御巻線とを
備え、前記制御巻線に、少なくとも前記３次巻線から出
力させた直流電圧の変動成分に対応する電流を供給して
過電力制御を行うことを特徴とし、前記コンバータトラ
ンスの２次巻線に流れる過電流成分に対応する電流を前
記ドライブトランスの制御巻線に供給して過電流制御を
行うことを特徴とし、前記コンバータトランスの２次巻
線から出力される直流電圧の変動成分に対応する電流を
前記ドライブトランスの制御巻線に供給して定電圧制御
を行うことを特徴としている。
【００２３】さらに前記補正手段は、前記補助電源部の
トランスの２次側の巻線に設けられ、前記補助電源部の
スイッチング素子がオンするタイミングで１次側入力電
圧に比例した電圧を得る電圧取得回路を有していること
を特徴としている。
トランスの２次側の巻線に設けられ、前記補助電源部の
スイッチング素子がオンするタイミングで１次側入力電
圧に比例した電圧を得る電圧取得回路を有していること
を特徴としている。
【００２４】（２）前記補正手段は、１次側入力電圧変
動時に、例えば１次側入力電圧が低い時には制御手段、
例えば過電力制御部の動作点を上げ、１次側入力電圧が
高い時には動作点を下げるように補正を加える。これに
よって１次側入力電圧の変動に対しても動作点の移動の
ない、安定した過電力保護が行える。
動時に、例えば１次側入力電圧が低い時には制御手段、
例えば過電力制御部の動作点を上げ、１次側入力電圧が
高い時には動作点を下げるように補正を加える。これに
よって１次側入力電圧の変動に対しても動作点の移動の
ない、安定した過電力保護が行える。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照しながら本発明
の実施の形態を説明する。図１において図３と同一部分
は同一符号をもって示している。本実施形態例では電源
装置の１次側入力電圧に比例した電圧を図１に示す回路
により取り出し、補正回路２０によって過電力保護回路
１２の１次側入力電圧変動分を補正するように構成し
た。
の実施の形態を説明する。図１において図３と同一部分
は同一符号をもって示している。本実施形態例では電源
装置の１次側入力電圧に比例した電圧を図１に示す回路
により取り出し、補正回路２０によって過電力保護回路
１２の１次側入力電圧変動分を補正するように構成し
た。
【００２６】すなわち、補助電源部のフライバックトラ
ンスＴ３の２次巻線Ｎ２の一端側である整流ダイオード
Ｄ７のアノード側に整流ダイオードＤ８のカソードを接
続し、該ダイオードＤ８のアノードおよび２次巻線Ｎ２
の他端間に平滑コンデンサＣ７を接続し、前記ダイオー
ドＤ８および平滑コンデンサＣ７の共通接続点を補正回
路２０に接続した。
ンスＴ３の２次巻線Ｎ２の一端側である整流ダイオード
Ｄ７のアノード側に整流ダイオードＤ８のカソードを接
続し、該ダイオードＤ８のアノードおよび２次巻線Ｎ２
の他端間に平滑コンデンサＣ７を接続し、前記ダイオー
ドＤ８および平滑コンデンサＣ７の共通接続点を補正回
路２０に接続した。
【００２７】ここでフライバックトランスＴ３の１次巻
線間の電圧をＶ１、１次、２次巻線の巻数をそれぞれＮ
１、Ｎ２とすると、スイッチングトランジスタＱ３がオ
ンの時に２次巻線間にはＶ２＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｖ１の電
圧が発生する。
線間の電圧をＶ１、１次、２次巻線の巻数をそれぞれＮ
１、Ｎ２とすると、スイッチングトランジスタＱ３がオ
ンの時に２次巻線間にはＶ２＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｖ１の電
圧が発生する。
【００２８】フライバックコンバータでは、スイッチン
グトランジスタＱ３がオフのタイミングで２次側の出力
を取り出すよう、整流ダイオードＤ７と平滑コンデンサ
Ｃ６が接続されるが、Ｄ７と逆極性にＤ８を接続するこ
とにより、スイッチングトランジスタＱ３がオンの時に
出力を取り出すことができる。そしてこれを平滑して前
記Ｖ２の電圧をピーク整流することにより、２次側に１
次側の入力電圧に比例した負の電圧を取り出すことがで
きる。
グトランジスタＱ３がオフのタイミングで２次側の出力
を取り出すよう、整流ダイオードＤ７と平滑コンデンサ
Ｃ６が接続されるが、Ｄ７と逆極性にＤ８を接続するこ
とにより、スイッチングトランジスタＱ３がオンの時に
出力を取り出すことができる。そしてこれを平滑して前
記Ｖ２の電圧をピーク整流することにより、２次側に１
次側の入力電圧に比例した負の電圧を取り出すことがで
きる。
【００２９】このように取り出した負の電圧は補正回路
２０で検出され、該検出電圧に応じて過電力保護回路１
２の動作点を変える補正が行われる。前記補正回路２０
による補正が加えられた過電力保護回路は、例えば図２
（ｂ）のように構成されている。
２０で検出され、該検出電圧に応じて過電力保護回路１
２の動作点を変える補正が行われる。前記補正回路２０
による補正が加えられた過電力保護回路は、例えば図２
（ｂ）のように構成されている。
【００３０】すなわち、前記ドライブトランスＴ１の制
御巻線Ｎｃと接地間に接続されたＮＰＮ型のトランジス
タＱ４のベースと、前記コンバータトランスＴ２の３次
巻線の電圧を整流するダイオードＤ５のカソードとの間
には抵抗Ｒ６およびＰＮＰ型のトランジスタＱ５が直列
に接続されている。前記トランジスタＱ５のベース、エ
ミッタ間には抵抗Ｒ７が接続され、トランジスタＱ５の
ベースと前記１次側入力電圧に比例した負の電圧を取り
出すためのダイオードＤ８のアノードとの間には、図示
極性のツェナーダイオードＺDが接続されている。尚図
２（ｂ）は図１の回路の要部のみを示している。
御巻線Ｎｃと接地間に接続されたＮＰＮ型のトランジス
タＱ４のベースと、前記コンバータトランスＴ２の３次
巻線の電圧を整流するダイオードＤ５のカソードとの間
には抵抗Ｒ６およびＰＮＰ型のトランジスタＱ５が直列
に接続されている。前記トランジスタＱ５のベース、エ
ミッタ間には抵抗Ｒ７が接続され、トランジスタＱ５の
ベースと前記１次側入力電圧に比例した負の電圧を取り
出すためのダイオードＤ８のアノードとの間には、図示
極性のツェナーダイオードＺDが接続されている。尚図
２（ｂ）は図１の回路の要部のみを示している。
【００３１】図２（ｂ）において、ダイオードＤ８のア
ノード側電圧（すなわち、１次側入力電圧に比例した負
の電圧−Ｖ２）が高い場合は、ツェナーダイオードＺD
のしきい値を超えることによりトランジスタＱ５が駆動
され、３次巻線Ｓ３からトランジスタＱ４のベースにベ
ース電流が流れる。これによりトランジスタＱ４が駆動
し、３次巻線Ｓ３から制御巻線Ｎｃに電流が流れ、過電
力保護回路の動作点は低くなる。
ノード側電圧（すなわち、１次側入力電圧に比例した負
の電圧−Ｖ２）が高い場合は、ツェナーダイオードＺD
のしきい値を超えることによりトランジスタＱ５が駆動
され、３次巻線Ｓ３からトランジスタＱ４のベースにベ
ース電流が流れる。これによりトランジスタＱ４が駆動
し、３次巻線Ｓ３から制御巻線Ｎｃに電流が流れ、過電
力保護回路の動作点は低くなる。
【００３２】またダイオードＤ８のアノード側電圧（す
なわち１次側入力電圧に比例した負の電圧−Ｖ２）が低
い場合は、ツェナーダイオードＺDのしきい値を超えな
いため、前記と逆の動作となって過電力保護回路の動作
点は高くなる。
なわち１次側入力電圧に比例した負の電圧−Ｖ２）が低
い場合は、ツェナーダイオードＺDのしきい値を超えな
いため、前記と逆の動作となって過電力保護回路の動作
点は高くなる。
【００３３】尚図２（ａ）は１次側入力電圧による補正
を加えない従来の過電力保護回路の例を示している。図
２（ａ）は図１の回路の要部のみを示しており、ドライ
ブトランスＴ１の制御巻線Ｎｃと接地間にツェナーダイ
オードＺDが接続されて構成されている。この図２
（ａ），（ｂ）によれば、従来よりもわずか６点の部品
を追加するだけで、１次側入力電圧の変動に対して動作
点の移動しない安定した過電力保護を行える電源装置を
構成することができることがわかる。
を加えない従来の過電力保護回路の例を示している。図
２（ａ）は図１の回路の要部のみを示しており、ドライ
ブトランスＴ１の制御巻線Ｎｃと接地間にツェナーダイ
オードＺDが接続されて構成されている。この図２
（ａ），（ｂ）によれば、従来よりもわずか６点の部品
を追加するだけで、１次側入力電圧の変動に対して動作
点の移動しない安定した過電力保護を行える電源装置を
構成することができることがわかる。
【００３４】尚本実施形態例では、補正を加える回路と
して過電力保護回路を例にあげて説明したが、本発明は
これに限らず過電流保護回路等の他の制御回路に対して
も補正を加えることが可能である。また本実施形態例で
は、１次側入力電圧に比例した電圧を２次側に取り出す
回路としてダイオードＤ７と逆極性にダイオードＤ８を
接続する例をあげて説明したが、本発明はこれに限ら
ず、フライバックトランスＴ３の２次巻線とは別個に検
出用の巻線を巻装しても前記と同様の効果が得られる。
して過電力保護回路を例にあげて説明したが、本発明は
これに限らず過電流保護回路等の他の制御回路に対して
も補正を加えることが可能である。また本実施形態例で
は、１次側入力電圧に比例した電圧を２次側に取り出す
回路としてダイオードＤ７と逆極性にダイオードＤ８を
接続する例をあげて説明したが、本発明はこれに限ら
ず、フライバックトランスＴ３の２次巻線とは別個に検
出用の巻線を巻装しても前記と同様の効果が得られる。
【００３５】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、従来、補
助電源がスイッテング電源の場合に実現の難しかった、
２次側の、過電力保護回路等の制御回路の１次側入力電
圧による補正を簡単な回路で実現することができる。こ
のため、過電力保護回路等の誤動作による発火、発煙な
どの危険の防止を図ることができ、機器の安全性を少な
い部品点数で向上させることが可能となる。
助電源がスイッテング電源の場合に実現の難しかった、
２次側の、過電力保護回路等の制御回路の１次側入力電
圧による補正を簡単な回路で実現することができる。こ
のため、過電力保護回路等の誤動作による発火、発煙な
どの危険の防止を図ることができ、機器の安全性を少な
い部品点数で向上させることが可能となる。
【図１】本発明の一実施形態例を示す電源装置の回路
図。
図。
【図２】過電力保護回路を表し、（ａ）は１次側入力電
圧による補正を加えない回路図、（ｂ）は本発明を適用
した１次側入力電圧による補正を加えた回路図。
圧による補正を加えない回路図、（ｂ）は本発明を適用
した１次側入力電圧による補正を加えた回路図。
【図３】従来の電源装置の回路図。
【図４】従来の電源装置の要部回路図。
【図５】過電力保護回路の制御特性を示す特性図。
【図６】過電力保護回路の制御特性の１次側入力電圧に
よる変動を表す特性図。
よる変動を表す特性図。
１１…定電圧制御回路 １２…過電力保護回路 ２０…補正回路 Ｅ１…直流電源 Ｔ１…ドライブトランス Ｔ２…コンバータトランス Ｔ３…フライバックトランス Ｑ１〜Ｑ３…スイッチングトランジスタ Ｑ４，Ｑ５…トランジスタ Ｄ７，Ｄ８…整流ダイオード Ｃ６，Ｃ７…平滑コンデンサ
Claims (8)
- 【請求項１】 スイッチング素子および該スイッチング
素子のスイッチング周波数を制御する制御手段と、コン
バータトランスとを有した主電源部と、スイッチング素
子および該スイッチング素子によって断続される電流が
流れるトランスを有した補助電源部とを備えた電源装置
において、 前記補助電源部の２次側に、１次側入力電圧に比例した
電圧を取り出して、該電圧によって前記制御手段の１次
側入力電圧変動分を補正する補正手段を設けたことを特
徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記制御手段は、 前記主電源部のコンバータトランスの２次側に設けら
れ、直流出力を取り出すための出力電圧用の２次巻線よ
りも１次巻線との磁気結合度合が密になるよう配置され
た制御電圧用の３次巻線と、 前記主電源部のスイッチング素子にドライブ信号を供給
するためのドライブトランスと、 前記ドライブトランスのリアクタンスを変化させるため
の制御巻線とを備え、 前記制御巻線に、少なくとも前記３次巻線から出力させ
た直流電圧の変動成分に対応する電流を供給して過電力
制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電源装
置。 - 【請求項３】 前記制御手段は、前記コンバータトラン
スの２次巻線に流れる過電流成分に対応する電流を前記
ドライブトランスの制御巻線に供給して過電流制御を行
うことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記制御手段は、前記コンバータトラン
スの２次巻線から出力される直流電圧の変動成分に対応
する電流を前記ドライブトランスの制御巻線に供給して
定電圧制御を行うことを特徴とする請求項２に記載の電
源装置。 - 【請求項５】 前記補正手段は、前記補助電源部のトラ
ンスの２次側の巻線に設けられ、前記補助電源部のスイ
ッチング素子がオンするタイミングで１次側入力電圧に
比例した電圧を得る電圧取得回路を有していることを特
徴とする請求項１に記載の電源装置。 - 【請求項６】 前記補正手段は、前記補助電源部のトラ
ンスの２次側の巻線に設けられ、前記補助電源部のスイ
ッチング素子がオンするタイミングで１次側入力電圧に
比例した電圧を得る電圧取得回路を有していることを特
徴とする請求項２に記載の電源装置。 - 【請求項７】 前記補正手段は、前記補助電源部のトラ
ンスの２次側の巻線に設けられ、前記補助電源部のスイ
ッチング素子がオンするタイミングで１次側入力電圧に
比例した電圧を得る電圧取得回路を有していることを特
徴とする請求項３に記載の電源装置。 - 【請求項８】 前記補正手段は、前記補助電源部のトラ
ンスの２次側の巻線に設けられ、前記補助電源部のスイ
ッチング素子がオンするタイミングで１次側入力電圧に
比例した電圧を得る電圧取得回路を有していることを特
徴とする請求項４に記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9551998A JPH11299231A (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9551998A JPH11299231A (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11299231A true JPH11299231A (ja) | 1999-10-29 |
Family
ID=14139824
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9551998A Pending JPH11299231A (ja) | 1998-04-08 | 1998-04-08 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11299231A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016112828A1 (en) * | 2015-01-15 | 2016-07-21 | Sengled Optoelectronics Co., Ltd | Silicon-controlled rectifier-compatible constant-voltage circuit, led dimming circuit, and related led lighting apparatus |
-
1998
- 1998-04-08 JP JP9551998A patent/JPH11299231A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016112828A1 (en) * | 2015-01-15 | 2016-07-21 | Sengled Optoelectronics Co., Ltd | Silicon-controlled rectifier-compatible constant-voltage circuit, led dimming circuit, and related led lighting apparatus |
| US10104727B2 (en) | 2015-01-15 | 2018-10-16 | Sengled Optoelectronics Co., Ltd. | Silicon-controlled rectifier-compatible constant-voltage circuit, LED dimming circuit, and related LED lighting apparatus |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6191965B1 (en) | Switching power supply | |
| JPH11299231A (ja) | 電源装置 | |
| JPH11285245A (ja) | 電源装置 | |
| JP2003164146A (ja) | 同期整流型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH01295670A (ja) | 過電流保護回路 | |
| JPH03253260A (ja) | 過電流垂下点制御方式 | |
| JPH11308858A (ja) | スイッチングレギュレータ電源回路 | |
| JP2004519190A (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3484751B2 (ja) | 電流共振型スイッチングレギュレータ | |
| JPS63277471A (ja) | 多出力スイッチング電源装置 | |
| JP2551190B2 (ja) | スイッチング電源回路 | |
| JP2919182B2 (ja) | スイッチングレギュレータ制御回路 | |
| JPS64917B2 (ja) | ||
| JP3171068B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP4415559B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3571959B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3391201B2 (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH043592Y2 (ja) | ||
| JP3484755B2 (ja) | 電流共振型スイッチングレギュレータ | |
| JPH0683573B2 (ja) | 共振コンバータおよびその制御方法 | |
| JPH019270Y2 (ja) | ||
| JPH11341805A (ja) | 安定化電源回路 | |
| JPH04150769A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| KR950005262Y1 (ko) | 전류 제한회로 | |
| KR0137585Y1 (ko) | 전원공급장치 |