JPS58123370A - 定電圧電源装置 - Google Patents
定電圧電源装置Info
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- JPS58123370A JPS58123370A JP57006312A JP631282A JPS58123370A JP S58123370 A JPS58123370 A JP S58123370A JP 57006312 A JP57006312 A JP 57006312A JP 631282 A JP631282 A JP 631282A JP S58123370 A JPS58123370 A JP S58123370A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、安定化された直流出力電圧を得ることのでき
る新しい直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを使用した定
電圧電源装置に関するものである。
る新しい直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを使用した定
電圧電源装置に関するものである。
従来の定電圧電源装置として、特に主流となっているの
は、スイッチ素子のオン・オフ動作のパルス幅制御方式
を用いたスイッチングレギュレータである。このスイッ
チングレギュレータは高効率であるということから、機
器の小型、軽量化に役立っているが、原理的に電圧、電
流が急峻に変化する時間、即ちスイッチング・タイムが
存在スるために、スイッチング損失が大きい、不要輻射
雑音が大きい、伝導雑音が大きい等と言った欠点をもつ
。そのためスイッチングレギュレータの使用範囲は限定
され、特に音響機器の電源として使用しようとすると、
入出力部にノイズに対する減衰量の大きいフィルターを
挿入したり、完全密閉したシールドを施す等といったノ
イズ対策をしなければならず、コストアップ、信頼の低
下といった問題がある。
は、スイッチ素子のオン・オフ動作のパルス幅制御方式
を用いたスイッチングレギュレータである。このスイッ
チングレギュレータは高効率であるということから、機
器の小型、軽量化に役立っているが、原理的に電圧、電
流が急峻に変化する時間、即ちスイッチング・タイムが
存在スるために、スイッチング損失が大きい、不要輻射
雑音が大きい、伝導雑音が大きい等と言った欠点をもつ
。そのためスイッチングレギュレータの使用範囲は限定
され、特に音響機器の電源として使用しようとすると、
入出力部にノイズに対する減衰量の大きいフィルターを
挿入したり、完全密閉したシールドを施す等といったノ
イズ対策をしなければならず、コストアップ、信頼の低
下といった問題がある。
その一つの解決手段として第１図に示すように、コンバ
ータ・トランス（ｆ換）ランス） 、！： コンデンサ
とを直列に接続し、スイッチを交互にオン・オフするこ
とによりコンバータ・トランスを介して所定の出力エネ
ルギーを得る直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが提案さ
れている。これを説明すると、第１図において、１，２
は直流電源、３゜４はスイッチ素子（例えばトランジス
タ、サイリスタ等がある）、５は共振用コンデンサ、７
はもれインダクタンスＬｅをもつコンバータ・トランス
９０１次巻線で、前記の共振用コンデンサ６と直列に接
続されている。８はコンバータ・トランス９の２次巻線
で、その出力は整流回路１ｏで整流され、平滑用の電解
コンデンサ１１にて平滑される。１２はその直流出力電
圧が供給される電気換わるようになっており、スイッチ
素子３がオンでスイッチ素子４がオフの時、直流電源１
→スイツチ素子３→コンバータ・トランス９の１次巻線
７→共振用コンデンサ６→直流電源１というループで正
弦波状の電流が流れる。一方、スイッチ素子３がオフで
スイッチ素子４がオンの時は直流電源２→共振用コンデ
ンサ６→コンバータ・トランス９の１次巻線７→スイツ
チ素子４→直流電源２のループで正弦波状の電流が流れ
る。その周期は共振用コンデンサ６のキャパシタンスＣ
５とコンバータ・トランス９のもれインダクタンスＬｌ
で決まる２πｆ四１７となる。その動作波形を第２図に
示す。第２図において（ａ）はスイッチ素子３の、（ｂ
）はスイッチ素子４のタイミングチャートを示し、（Ｃ
，）はそれに対応して流れる電流波形を示す。第２′、
″ 図から明らかなようにスイッチ素子３，４の切換わり時
においては、電流が零となるためにスイッチング損失は
著しく減少し、高効率となるばかりでなく、不要輻射雑
音、伝導雑音の低減を図ることができる。
ータ・トランス（ｆ換）ランス） 、！： コンデンサ
とを直列に接続し、スイッチを交互にオン・オフするこ
とによりコンバータ・トランスを介して所定の出力エネ
ルギーを得る直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが提案さ
れている。これを説明すると、第１図において、１，２
は直流電源、３゜４はスイッチ素子（例えばトランジス
タ、サイリスタ等がある）、５は共振用コンデンサ、７
はもれインダクタンスＬｅをもつコンバータ・トランス
９０１次巻線で、前記の共振用コンデンサ６と直列に接
続されている。８はコンバータ・トランス９の２次巻線
で、その出力は整流回路１ｏで整流され、平滑用の電解
コンデンサ１１にて平滑される。１２はその直流出力電
圧が供給される電気換わるようになっており、スイッチ
素子３がオンでスイッチ素子４がオフの時、直流電源１
→スイツチ素子３→コンバータ・トランス９の１次巻線
７→共振用コンデンサ６→直流電源１というループで正
弦波状の電流が流れる。一方、スイッチ素子３がオフで
スイッチ素子４がオンの時は直流電源２→共振用コンデ
ンサ６→コンバータ・トランス９の１次巻線７→スイツ
チ素子４→直流電源２のループで正弦波状の電流が流れ
る。その周期は共振用コンデンサ６のキャパシタンスＣ
５とコンバータ・トランス９のもれインダクタンスＬｌ
で決まる２πｆ四１７となる。その動作波形を第２図に
示す。第２図において（ａ）はスイッチ素子３の、（ｂ
）はスイッチ素子４のタイミングチャートを示し、（Ｃ
，）はそれに対応して流れる電流波形を示す。第２′、
″ 図から明らかなようにスイッチ素子３，４の切換わり時
においては、電流が零となるためにスイッチング損失は
著しく減少し、高効率となるばかりでなく、不要輻射雑
音、伝導雑音の低減を図ることができる。
しかしながら第１図のような直列共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータにおいては、入力および負荷の大幅な変化に対し
て出力を安定化することが難しく、いかに出力電圧を安
定に制御するかが大きな問題として残されていた。
バータにおいては、入力および負荷の大幅な変化に対し
て出力を安定化することが難しく、いかに出力電圧を安
定に制御するかが大きな問題として残されていた。
本発明はこのような直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、制御が簡単で、また広範囲な制御機能をもつ定
電圧電源装置を提供しようとするものである。
おいて、制御が簡単で、また広範囲な制御機能をもつ定
電圧電源装置を提供しようとするものである。
第３図に本発明の第１の実施例の回路構成図を示す。な
お、第３図において第１図と同じ機能をイ〕するものは
同じ符号を付している。この第３図において第１図の回
路と相違する点は、共振用コンデンサ５と並列に第２の
変換トランスである制御コンバータ・トランス１４の１
次巻１１３をｉ続し、かつ、その二次巻線１５の両端に
ブリッジ・ダイオードで構成された整流器１６を接続し
、そして整流器１６のアノード側を直流電源１のプラス
側に、整流器１６のカソード側を直流電源２のマイナス
側に接続し、さらに制御トランス１４の２次巻線１５の
中間タップを、直列に接続された直流電源１，２の接続
点に接続したことである。
お、第３図において第１図と同じ機能をイ〕するものは
同じ符号を付している。この第３図において第１図の回
路と相違する点は、共振用コンデンサ５と並列に第２の
変換トランスである制御コンバータ・トランス１４の１
次巻１１３をｉ続し、かつ、その二次巻線１５の両端に
ブリッジ・ダイオードで構成された整流器１６を接続し
、そして整流器１６のアノード側を直流電源１のプラス
側に、整流器１６のカソード側を直流電源２のマイナス
側に接続し、さらに制御トランス１４の２次巻線１５の
中間タップを、直列に接続された直流電源１，２の接続
点に接続したことである。
なお、１７は制御回路で、誤差増幅回路９発振回路、振
り分は回路、駆動回路等から構成されており、スイッチ
素子３，４を適当な間隔で交互にオン・オフ動作させる
。
り分は回路、駆動回路等から構成されており、スイッチ
素子３，４を適当な間隔で交互にオン・オフ動作させる
。
この本発明の実施例の動作を説明する曲に、まず直列共
振ｆｆ１４Ｄｃ−ＤＣコンバータの制御原理について第
１図を参照して説明する。
振ｆｆ１４Ｄｃ−ＤＣコンバータの制御原理について第
１図を参照して説明する。
第１図において、スイッチ素子３（または４）がオンで
、スイッチ素子４（または３）がオフの時ニ、コンバー
タ・トランス９の１次巻線７に流れる正弦波状の電流ｉ
は次式で示される。
、スイッチ素子４（または３）がオフの時ニ、コンバー
タ・トランス９の１次巻線７に流れる正弦波状の電流ｉ
は次式で示される。
Ｅｏ；直流電源１または２の電圧値
ｖ０；１次側に換算された出力電圧
ｖ０；共振用コンデンサ６の初期充電電圧値Ｒｓ；第１
図の等個直列損失抵抗 上式で示される共振電流の平均値がコンバータ・トラン
ス９を介して、適当な１−２次巻線比をもって２次側に
伝達される電流、すなわち負荷電流となる。（Ｅｏ−ｖ
ｏ）〈〈ｖｃより、上記共振用コンデンサ５の初期充電
電圧値ｖｃを制御することにより、共振電流１、（ｔ）
が制御され、その結果、負荷電流が制御される。
図の等個直列損失抵抗 上式で示される共振電流の平均値がコンバータ・トラン
ス９を介して、適当な１−２次巻線比をもって２次側に
伝達される電流、すなわち負荷電流となる。（Ｅｏ−ｖ
ｏ）〈〈ｖｃより、上記共振用コンデンサ５の初期充電
電圧値ｖｃを制御することにより、共振電流１、（ｔ）
が制御され、その結果、負荷電流が制御される。
本発明はこの原理を応用したもので、共振用コンデンサ
５の初期充電電圧値を共振用コンデンサ５に並列に付加
した制御コンバータ・トランス１４により制御し、出力
直流電圧を安定化しようとするものである。
５の初期充電電圧値を共振用コンデンサ５に並列に付加
した制御コンバータ・トランス１４により制御し、出力
直流電圧を安定化しようとするものである。
さて第３図に示した本発明の実施例の動作について第４
図の波形図を参照して説明する。第４図において、（Ｉ
Ｌ）はスイッチ素子３．（ｂ）はスイッチ素子４のタイ
ミングチャートを示し、また、（Ｃ）の流れる電流を、
１２（ｔ）は制御コンバータ・トランス１４の１次巻線
１３に流れる電流を、そしてｖｃｐ（ｔ）は共振用コン
デンサ６０両端電圧を示す。
図の波形図を参照して説明する。第４図において、（Ｉ
Ｌ）はスイッチ素子３．（ｂ）はスイッチ素子４のタイ
ミングチャートを示し、また、（Ｃ）の流れる電流を、
１２（ｔ）は制御コンバータ・トランス１４の１次巻線
１３に流れる電流を、そしてｖｃｐ（ｔ）は共振用コン
デンサ６０両端電圧を示す。
第３図において、時刻１＝１１のとき共振用コンデンサ
６の初期充電電圧値を−ｖｃｐ３とする。
６の初期充電電圧値を−ｖｃｐ３とする。
時刻ｔｌからｔ４の間、スイッチ素子３はオン、スイッ
チ素子４はオフとすると、直流電源１のプラス側→スイ
ッチ素子３→コンバータ畳トランス９の１次巻線７→共
振コンデンサ５→直流電源１のマイナス側というループ
で共振電流１１（ｔ）が流れる。制御コンバータ・トラ
ンス１４の１次巻線１３に流れる電流ｉ ２ （ｔ）は
、ｔｌぐｔぐｔ２の間、制御コンバータ・トランス１４
の励磁電流となる。
チ素子４はオフとすると、直流電源１のプラス側→スイ
ッチ素子３→コンバータ畳トランス９の１次巻線７→共
振コンデンサ５→直流電源１のマイナス側というループ
で共振電流１１（ｔ）が流れる。制御コンバータ・トラ
ンス１４の１次巻線１３に流れる電流ｉ ２ （ｔ）は
、ｔｌぐｔぐｔ２の間、制御コンバータ・トランス１４
の励磁電流となる。
共振用コンデンサ５の両端電圧Ｖ０． （ｔ）は共振電
流１１（ｔ）と、上記の励磁電流１２（ｔ）とによって
上昇シ、ツレに伴い制御コン・４−タ・トランス１４の
１１１ ２次巻線１５の電圧も士辱し、罰・刻ｔ２で（出力電圧
＋整流器１６の順方向降下電圧）以上となると、整流器
１６はオンとなり、直流電源１（または２）に向って電
流が流れる。この電流が流れることによす、制御コンバ
ータ・トランス１４０１次巻線１３に流れていた電流方
向が反転し、すなわち共振用コンデンサ５の充電電荷は
放電を開始する。この放電電流１ｚ（ｔ）の周期は共振
用コンデンサ６のキャパシタンスＣｓト制御コンノぐ一
タ・トランス１４のもれインダクタンスＬ１２によって
決定され、約πＰＷτ丁の値となる。
流１１（ｔ）と、上記の励磁電流１２（ｔ）とによって
上昇シ、ツレに伴い制御コン・４−タ・トランス１４の
１１１ ２次巻線１５の電圧も士辱し、罰・刻ｔ２で（出力電圧
＋整流器１６の順方向降下電圧）以上となると、整流器
１６はオンとなり、直流電源１（または２）に向って電
流が流れる。この電流が流れることによす、制御コンバ
ータ・トランス１４０１次巻線１３に流れていた電流方
向が反転し、すなわち共振用コンデンサ５の充電電荷は
放電を開始する。この放電電流１ｚ（ｔ）の周期は共振
用コンデンサ６のキャパシタンスＣｓト制御コンノぐ一
タ・トランス１４のもれインダクタンスＬ１２によって
決定され、約πＰＷτ丁の値となる。
ｐニｔ２ ＜ ｔεｔ３においては共振用コンデンサ６
には共振電流１１（ｔ）が流入し、同時に制御コンバー
タ・トランス１４を介して放電電流１２（ｔ）が流出す
る。この期間においては、１１１（ｔ）１〉１１２（ｔ
）１となるから共振用コンデンサ６の電圧は上昇し１１
ｔ （ｔ） ｌ ＝：、 １ｉｚ（ｔ） Ｉ となる
時、すなわちｔ−１３の時、最大値ｖ′ｃｐ１をもつ。
には共振電流１１（ｔ）が流入し、同時に制御コンバー
タ・トランス１４を介して放電電流１２（ｔ）が流出す
る。この期間においては、１１１（ｔ）１〉１１２（ｔ
）１となるから共振用コンデンサ６の電圧は上昇し１１
ｔ （ｔ） ｌ ＝：、 １ｉｚ（ｔ） Ｉ となる
時、すなわちｔ−１３の時、最大値ｖ′ｃｐ１をもつ。
次にｔ３ｃｔ＜ｔｓの期間においては１ｉｔ（ｔ）Ｉ
＜１１゜（ｔ） Ｉとなるから、共振用コンデンサ６の
電圧はＶ。ｐｌより下がり始める。
＜１１゜（ｔ） Ｉとなるから、共振用コンデンサ６の
電圧はＶ。ｐｌより下がり始める。
さらｖＣ１５（ｔぐｔ６の期間においては、制御コンバ
ータ・トランス１４の励磁電流成分１ｚ（ｔ） ＩＦ−
より、共振用コンデンサ６の電圧はさらに下がり、時刻
ｔ６でｖｏ、２となる。時刻ｔ６でスイッチ素子４はｖ
ｃｐ２を共振用コンデンサ６の初期充電電圧値として、
前記の式で示した共振電流１１（ｔ）が流れ始める。
ータ・トランス１４の励磁電流成分１ｚ（ｔ） ＩＦ−
より、共振用コンデンサ６の電圧はさらに下がり、時刻
ｔ６でｖｏ、２となる。時刻ｔ６でスイッチ素子４はｖ
ｃｐ２を共振用コンデンサ６の初期充電電圧値として、
前記の式で示した共振電流１１（ｔ）が流れ始める。
上記のような動作を繰り返す時、スイッチ素子３．４の
周期Ｔを変えることにより、上記の動作説明から明らか
なように共振用コンデンサ６の初期充電電圧値ｖｃｐ２
を変えることができる。すなわちスイッチ素子３．４の
周期Ｔを変えることにより、前記の式で示される共振電
流ｉ、（ｔ）を変化させることが可能となり、出力を制
御できることになる。
周期Ｔを変えることにより、上記の動作説明から明らか
なように共振用コンデンサ６の初期充電電圧値ｖｃｐ２
を変えることができる。すなわちスイッチ素子３．４の
周期Ｔを変えることにより、前記の式で示される共振電
流ｉ、（ｔ）を変化させることが可能となり、出力を制
御できることになる。
以上のことから、出力が上昇した時は周期Ｔを長く、出
力が下降した時は、周期Ｔを短くすることで出力を制御
することができる。
力が下降した時は、周期Ｔを短くすることで出力を制御
することができる。
本発明の第２の実施例を第６図に示す。この第５図にお
いて第３図で説明したものと同じ機能を有するものは同
じ符号を付している。第５図はスイッチ素子３．４と並
列に、スイッチ素子３，４に流れる電流方向と逆向きに
電流を流すことのでキルタイオード１８．１９を付加し
たものである。
いて第３図で説明したものと同じ機能を有するものは同
じ符号を付している。第５図はスイッチ素子３．４と並
列に、スイッチ素子３，４に流れる電流方向と逆向きに
電流を流すことのでキルタイオード１８．１９を付加し
たものである。
第６図の回路は第４図のｔ２＜ ｔ ＜ ｔｓの間、す
なわチ制御コンバータ・トランス１４を介して出力に電
流１□（１）が流れている期間にダイオード１８（また
は１９）を介して直流電源１（または２）へ帰還電流１
３（ｔ）を流すことにより、共振用コンデンサ６の電圧
ｖｃｐを大きく変化させようとするものである。すなわ
ち共振用コンデンサ６の電圧を変化させる要素として、
第３図の実施例においては、制御コンバータ・トランス
１４の１ ｉ巻線１３に流れる電流１２ｆｔ）だけであ
るが、第５図の実施例においてＩ″１ｉ２（ｔ）に加え
て、帰還電流１３（ｔ）を付加するものである。従って
、第５図の実施例においては、第３図の実施例よりも、
制御に必要な周期Ｔの変化幅が少なく済む利点をもつ。
なわチ制御コンバータ・トランス１４を介して出力に電
流１□（１）が流れている期間にダイオード１８（また
は１９）を介して直流電源１（または２）へ帰還電流１
３（ｔ）を流すことにより、共振用コンデンサ６の電圧
ｖｃｐを大きく変化させようとするものである。すなわ
ち共振用コンデンサ６の電圧を変化させる要素として、
第３図の実施例においては、制御コンバータ・トランス
１４の１ ｉ巻線１３に流れる電流１２ｆｔ）だけであ
るが、第５図の実施例においてＩ″１ｉ２（ｔ）に加え
て、帰還電流１３（ｔ）を付加するものである。従って
、第５図の実施例においては、第３図の実施例よりも、
制御に必要な周期Ｔの変化幅が少なく済む利点をもつ。
第６図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ）に第６図の動作
線形を示す。第６図の動作波形の詳細は上記の説諭より
明らかであるので、ここでの説明は省略する。
線形を示す。第６図の動作波形の詳細は上記の説諭より
明らかであるので、ここでの説明は省略する。
本発明の第３の実施例を第７図に示す。この第を有する
ものは同じ符号を付している。第５図において、帰還電
流１３（ｔ）はコンバータ・トランス９の１次巻線７を
介して直流電源１（または２）へ戻るわけであるが、第
７図においては、コンバータ・トランス９の１次巻線を
介さずに直接共振用コンデンサ５より、直流電源１（ま
たは２）へ帰還電流１３（ｔ）を流そうとするものであ
る。このために、ダイオード２０と共振用コイル２２と
の直列接続回路、およびダイオード２１と共振用コイル
２３との直列接続回路を、共振用コンデンサ５より直接
に直流電源１，２に向って電流を流すことができるよう
に接続する。このような構成にすると、帰還電流１３（
ｔ）は共振用コンデンサ５より直接、直流電源１（また
は２）へ戻すことができる。また第５図においては帰還
電流１３（ｔ）の周期は共振電流１、（ｔ）と同じもの
となるが、第７図においては、共振用コイル２２（また
は２３）のインダクタンス値を変えることにより、帰還
電流１３（ｔ）の周期を必要に応じて変化させることが
できる。
ものは同じ符号を付している。第５図において、帰還電
流１３（ｔ）はコンバータ・トランス９の１次巻線７を
介して直流電源１（または２）へ戻るわけであるが、第
７図においては、コンバータ・トランス９の１次巻線を
介さずに直接共振用コンデンサ５より、直流電源１（ま
たは２）へ帰還電流１３（ｔ）を流そうとするものであ
る。このために、ダイオード２０と共振用コイル２２と
の直列接続回路、およびダイオード２１と共振用コイル
２３との直列接続回路を、共振用コンデンサ５より直接
に直流電源１，２に向って電流を流すことができるよう
に接続する。このような構成にすると、帰還電流１３（
ｔ）は共振用コンデンサ５より直接、直流電源１（また
は２）へ戻すことができる。また第５図においては帰還
電流１３（ｔ）の周期は共振電流１、（ｔ）と同じもの
となるが、第７図においては、共振用コイル２２（また
は２３）のインダクタンス値を変えることにより、帰還
電流１３（ｔ）の周期を必要に応じて変化させることが
できる。
また、以上の第１．第２および第３の実施例においテ、
制御コンバータ・トランス１４の２次巻線１６の中間タ
ップを直流電源１，２の接続点に接続せず開放とし、整
流器１６のアノードを直流電源１（または２）のプラス
側に、そして整流器１６のカソードを直流電源１（また
は２）のマイナス側に接続する構成としても、同様の効
果が期待できることは明らかである。
制御コンバータ・トランス１４の２次巻線１６の中間タ
ップを直流電源１，２の接続点に接続せず開放とし、整
流器１６のアノードを直流電源１（または２）のプラス
側に、そして整流器１６のカソードを直流電源１（また
は２）のマイナス側に接続する構成としても、同様の効
果が期待できることは明らかである。
また上述の本発明の実施例においてはスイッチ素子を２
つもつハーフ・ブリッジ構成の直列共振ｆｆｑＤｃ−Ｄ
Ｃコンバータについて示したが、スイッチ素子を４つも
つフル・ブリッジ構成の直列共振ｆ５Ｄｃ−ＤＣコンバ
ータにおいても同様な効果が期待できることはもちろん
のことである。
つもつハーフ・ブリッジ構成の直列共振ｆｆｑＤｃ−Ｄ
Ｃコンバータについて示したが、スイッチ素子を４つも
つフル・ブリッジ構成の直列共振ｆ５Ｄｃ−ＤＣコンバ
ータにおいても同様な効果が期待できることはもちろん
のことである。
さらに上述の本発明の実施例においては、コンバータ・
トランス９のもれインダクタンスＬｌヲ共振用コイルと
して利用したが、それとは別に共振用コイルを共振用コ
ンデンサ５と直列に接続することも可能である。
トランス９のもれインダクタンスＬｌヲ共振用コイルと
して利用したが、それとは別に共振用コイルを共振用コ
ンデンサ５と直列に接続することも可能である。
以上のように本発明によれば、簡単な構成により、直列
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの特長を生かしながらも、
広範囲の入出力変動に対して出力電圧を安定化し得る定
電圧電源装置を実現しうるもので、その工業的価値は著
しいものがある。
共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの特長を生かしながらも、
広範囲の入出力変動に対して出力電圧を安定化し得る定
電圧電源装置を実現しうるもので、その工業的価値は著
しいものがある。
第１図は直列共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的回路
構成図、第２図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ）は第１
図における各部の動作波形図、第３図は本発明の第１の
実施例の回路構成図、第４図（＆） 、 （ｂ） 、
（ｃ）は第３図における各部の動作波形図、第５図は本
発明の第２の実施例の回路構成図、第６図（ａ） 、
（ｂ） 、 （ｃ）は第６図における各部の動作波形図
、第７図は本発明の第３の実施例の回路構成図である。 １．２・・・・・・直流電源、３，４・・・・・・スイ
ッチ素子。 ６・・・・・・共振用コンデンサ、７・・・・・・１次
巻線、８・・・・・・２次巻ｍ、９・・・・・・コンバ
ータΦトランス、１゜整流回路、１１・・・・・・電解
コンデンサ、１２・・・・・・電気的負荷、１３・・・
・・・１次巻線、１４・・・・・・制御コンバータ・ト
ランス、１５・・団・２次巻ｍ、１６・・・・・・整流
器、１７・・・・・・制御回路、１８ 、１９ 、２０
。 ２１・・・・・・ダイオード、２２．２３・・・・・・
共振用コイル。
構成図、第２図（ａ） 、 （ｂ） 、 （ｃ）は第１
図における各部の動作波形図、第３図は本発明の第１の
実施例の回路構成図、第４図（＆） 、 （ｂ） 、
（ｃ）は第３図における各部の動作波形図、第５図は本
発明の第２の実施例の回路構成図、第６図（ａ） 、
（ｂ） 、 （ｃ）は第６図における各部の動作波形図
、第７図は本発明の第３の実施例の回路構成図である。 １．２・・・・・・直流電源、３，４・・・・・・スイ
ッチ素子。 ６・・・・・・共振用コンデンサ、７・・・・・・１次
巻線、８・・・・・・２次巻ｍ、９・・・・・・コンバ
ータΦトランス、１゜整流回路、１１・・・・・・電解
コンデンサ、１２・・・・・・電気的負荷、１３・・・
・・・１次巻線、１４・・・・・・制御コンバータ・ト
ランス、１５・・団・２次巻ｍ、１６・・・・・・整流
器、１７・・・・・・制御回路、１８ 、１９ 、２０
。 ２１・・・・・・ダイオード、２２．２３・・・・・・
共振用コイル。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 （１）入力直流電源に対し、少なくともオン・オフ動作
を行なうスイッチ素子と共振用コンデンサおよび第１の
変換トランスの１次巻線を含めてなる直列接続回路を接
続し、前記第１の変換トランスの２次巻線に整流・平滑
回路を接続し、その出力側に電気的負荷を接続して直流
電圧を供給するように構成した直列共振型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータを具備し、かつ前記共振用コンデンサと並列に
別の第２の変換トランスの１次巻線を接続し、前記第２
の変換トランスの２次巻線を整流回路を介して前記入力
直流電源に接続したことを特徴とする定電圧電源装置。 （２、特許請求の範囲第（１）項の記載において、スイ
ッチ素子と並列に該スイッチ素子の導通方向と反対方向
に導通するようにダイオードを接続したことを特徴とす
る定電圧電源装置。 （３）特許請求の範囲第（１）項の記載において、ダイ
オードとコイルとを直列に接続した回路を、共振用コン
デンサより入力直流電源に向って電流が流れるように接
続したことを特徴とする定電圧電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57006312A JPS58123370A (ja) | 1982-01-18 | 1982-01-18 | 定電圧電源装置 |
| US06/455,533 US4563731A (en) | 1982-01-07 | 1983-01-04 | Resonant type constant voltage supply apparatus |
| DE19833300428 DE3300428A1 (de) | 1982-01-07 | 1983-01-07 | Konstantspannungs-stromversorgung |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57006312A JPS58123370A (ja) | 1982-01-18 | 1982-01-18 | 定電圧電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58123370A true JPS58123370A (ja) | 1983-07-22 |
| JPS6236465B2 JPS6236465B2 (ja) | 1987-08-07 |
Family
ID=11634848
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57006312A Granted JPS58123370A (ja) | 1982-01-07 | 1982-01-18 | 定電圧電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58123370A (ja) |
-
1982
- 1982-01-18 JP JP57006312A patent/JPS58123370A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6236465B2 (ja) | 1987-08-07 |
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