JPS5820234B2 - 交流電動機を安定にする装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は一般的に静止形電力変換装置によって駆動さ
れる速度が調節自在の交流電動機の動作を安定にする改
良された装置に関する。

更に具体的に云えば、この発明は電流給電式誘導電動機
駆動装置の動作を安定にする改良された調整方式に関す
るもので、電圧給電式誘導電動機や、同期成いは同期リ
ラクタンス形電動機を用いた駆動装置にも適し得る。

速度が調節自在の電動機の多くの用途では、交流誘導電
動機が、比較的簡単で、まとまりがよく、頑丈で、保守
が容易であり、軽量でコストが安い為、他の種類のもの
よりも好まれている。

典型的には、この電動機はかご形又は巻線形回転子を持
ち、それが固定子の中に装着され、固定子の巻線が適当
な励磁源に接続されている。

回転子は（円形電動機の場合の様に）回転可能であるか
、或いは（リニア・モーフの場合の様に）固定子に対し
て直線運動をする様に配置されている。

いづれの場合も、固定子巻線が励磁されると、電動機の
固定子と回転子の間の空隙の磁束と回転子内に誘起され
た電流との相互作用により、回転子を固定子に対して動
かそうとする電磁力（トルク）が発生される。

電動機によって発生されるトルクの大きさは、空隙磁束
の大きさと固定子及び回転子の間の滑り周波数とで表わ
される場合が多い。

定義により、実効的な滑り周波数は、空隙に於ける磁束
波の周波数と電動機軸が回転する時の等測的な電気周波
数（即ち電動機速度）との差である。

この電動機を、電気推進車輌に対する牽引電動機の場合
の様に、順方向にも逆方向にも、可変の負荷で可変速度
で運転する必要がある時、固定子巻線には多相交流電力
を供給し、固定子の励磁の振幅並びに周波数を希望する
通りに調節することが出来て且つ相順序を逆転し得る様
にこの電力を条件づけるのが有利である。

電流給電式誘導電動機駆動装置では、電動機の固定子巻
線を励磁する交流の振幅並びに周波数が制御されるが、
これと対照的に電圧給電式では、被制御量は固定子端子
に印加される基本交番電圧の振幅並びに周波数である。

いづれの場合も励磁源は、利用し得る直流源又は交流源
によって付勢される制御可能な電力変換装置で構成する
のが有利である。

この変換装置は、典型的には、その入力端子を無制御の
直流源に結合した直流−直流チョッパか、一定周波数の
交流電源に結合される様にした位相制御式整流回路か、
可変の交番電圧源に結合される様にした無制御の整流器
で構成された制御可能な直流電源と、該直流電源の出力
端子に結合された一組の直流端子、及び誘導電動機の固
定子巻線に接続される一組の交流端子を持つインバータ
とで構成される。

インバータは、適当な点弧信号又はゲート信号に応答し
てオンに転するまで、順方向電圧をオフ状態に保つこと
が出来る様な種類の複数個の制御可能な電気弁又はスイ
ッチング素子（例えばサイリスク）で形成される。

ゲート信号によって弁がトリガされると、即ち点弧され
ると、導電阻止状態又は非導電状態から順方向導電状態
に切換わり、この時、関連した転流手段の作用によって
この後で消弧されるまで、負荷電流を自由に通すことが
出来る。

電流給電式誘導電動機駆動装置では、インバータと制御
可能な直流電源との間の直流リンクに電流平滑用ろ波器
を含むのが普通である。

この様な装置では、電動機に供給される交流電流の振幅
は、直流リンクに印加される電圧の平均の大きさを調節
することにより、希望する様に調整し又は制御すること
が出来るが、この電流の周波数は、インバータにある制
御可能な電気弁の切換え周波数を適当に変えることによ
って制御される。

速度が調節自在の交流電動機駆動装置の分野の当業者は
、精度を高め、応答時間を短くし、この様な駆動装置の
制御及び調整装置の信頼性を改善する新しい方法を絶え
ず探し続けている。

例えば米国特許第３７００９８６号、同第３８２４４３
７号及び同第３９８９９９１号を参照されたい。

最後に差げた米国特許では、電動機の滑り周波数及び固
定子の電流の大きさを相互依存性を以てプログラムする
ことにより、電流給電式電動機の固定子と回転子の間の
すき間に所望のレベルの磁束を保つ従来の方式を再検討
して、回転速度計からの饋還を使わずに、端子電圧及び
電流から滑り周波数を計算する有利な方法を提案し、こ
うして回転速度計に伴う費用並びに機械的な問題を解決
している。

滑り周波数制御装置が、回転子の速度に応答して、イン
バータの切換え周波数を強制的に変える。

これは安定効果があるが、それ自体では起り得るあらゆ
る状態の下で装置の安定な動作を保証することは出来な
い。

ドイツ公開特許出願ＤＴ−０８２５１６２４７号には、
固定子の電圧と電流との間に一定の位相角（即ち一定の
力率）を保つ様に、固定子の励磁周波数を調節する別の
制御方式が記載されている。

こういういづれかの従来の方式を実施するには、電動機
のパラメータが正確に判っていなければならない。

電動機のパラメータは固定子電流、空隙の磁束、回転子
の周波数及び温度によって変化する傾向があるから、こ
ういう方式は速度及び負荷の広い範囲にわたって運転す
るのが困難であり、その精度は、固定子インピーダンス
の両端の電圧降下が端子電圧のかなりの部分になる様な
低速では特に悪くなる。

現在判っている限り、従来のどの方式も、制御可能な直
流電源から最大電圧を供給した時の高速電動機動作や、
制動及び電動機の各動作様式の間の速度ゼロの切換え状
態を含めて、実際に遭遇し得る動的な状態の範囲全体に
わたり、制御の融通性並びに電動機の安定性の点で最適
であるものはない。

電流給電式誘導電動機駆動装置で、指令された又は実際
の負荷が突然に変化すると、同じ状況に於ける同期電動
機の場合と同様な振動作用が起る。

同期電動機では、短絡された回転子巻線が過渡電圧を発
生し、これが電源から過渡的な電流を引出して振動を減
衰させることにより、回転子の振動の減衰が達成される
が、電流制御式インバータによって給電される誘導電動
機の場合、制動用の所要の電流が励磁源から流れること
にならない。

この問題を認識して、米国特許第３９６２６１４号では
、滑り調整ループに、所望のトルク／滑りの予め選ばれ
た関数としてインバータの点弧パルスを進め或いは遅ら
せる適当な手段を付は加えることが提案されている。

この関数は、トルク並びに滑り周波数の任意の新しい値
に対し、磁束発生部品に対する固定子電流の適正な位相
変位を予測する様に選ばれる。

この米国特許の電流給電式電動機１駆動装置では、固定
子電流を調整することによって安定な動作が達成されて
いるが、ハンティングの問題に対して提案されたこの解
決策では、本質的に安定な動作は得られない。

前掲米国特許第３９６２６１４号に記載されている所で
は、固定子電流の大きさをトルク指令信号の予定の非直
線関数として調整する。

この関数は、速度に関係なく、電動機の空隙磁束を略一
定のレベルに保つ様に、固定子電流が滑り周波数に対し
て適正な関係を持つ様に選ぶ。

トルク指令信号が対応的に高いことによって、比較的大
きな滑り周波数が設定された時、磁束が一定であると、
電動機の固定子の端子電圧は速度上昇に伴って増加する
傾向を持ち（一般に磁束は固定子電圧の振幅対周波数比
に比例する）、この為電力変換装置の直流リンクに印加
される電圧を比例的に増加することを必要とする。

最後には、印加電圧が最大になる様な速度に達し、その
時電流調整ループは飽オ白する。

従来のこの制御方式では電流の大きさの調整が安定化作
用であったから、飽和点に達した時に装置は不安定にな
る。

この不安定の問題に対して考えられる解決策は、最大固
定子電圧を、変換装置の前端の最高電圧能力よりかなり
低いレベルに制限することである。

この為の方式が同じ発明者の先行米国特許第３７６９５
６４号に記載されている。

この特許では、固定子電圧が予定の限界を越える傾向を
持つ場合、電動機の滑り周波数を速度に比例して増加す
る。

こうすると、電動機磁束は、電圧の限界に達する様な基
本速度より高い速度に伴って反比例式に変化することが
出来、この為比較的一定馬力の動作様式が得られる。

安定性の問題に対するこの解決策の難点は、電源並びに
変換装置の電力容量を一杯に活用することが出来ず、電
源電圧に短期的な低下が起った場合、誤動作が起り得る
ごとである。

電流調整による安定化の別の欠点は、電流制御式インバ
ータと電動機の各々の組に対し、別個のチョッパ又は位
相制御式整流回路を用いる必要があることである。

速度が調整自在の同期電動機駆動装置の分野では、従来
、同期電動機の電力角の制御により、制動巻線を用いず
に、その動作を安定化することが提案されている。

例えばＩＥＥＥ）ランスアクションズ・インダストリ・
アップリケイション、第１Ａ−９巻２１６−１９頁（１
９７３年３月／り月号）所載のスリモン、ホーサイス及
びトウーアンの論文「コンドロールド・パワー・アング
ル・シンクロナウス・モータ・インバータ・ドライブ・
システム」参照。

この論文に記載されている装置では、同期電動機の軸に
結合した回転子位置感知装置が回転子の角度位置を監視
し、その情報をデータとして使い、インバータの弁の循
環的な弧点を回転子の速度と同期して指令する。

この点弧をデータに対して調時し、固定子電圧と回転子
電流との間に所望の位相変位δが得られる様にする。

云い換えれば、同期電動機の固定子巻線に印加される交
番電圧のゼロ交差を回転子の角度位置によって決定する
。

この制御装置は機械的な位置感知装置を必要とし、特に
低速では、固定子インピーダンスを無視している為に精
度に難点があり、いづれにせよ、誘導電動機駆動装置に
は実現性を以て用いることは出来ない。

従来の速度が調節自在の交流電動機駆動装置では、イン
バータの転流により別の問題が起る。

電流給電式誘導電動機駆動装置に有利に用いられる１種
類の転流は自動逐次転流として知られており、その動作
は、インバータの各相にある電気弁の点弧と固定子巻線
の対応する相に於ける実際の電流の切換え時点との間に
時間遅延を持たせるのが特有である。

リップル電流により転流時刻に付加的な、不規則な遅延
が入り込む。

この様な遅延により、インバータ及び電動機の制御に困
難を招くことがある。

従来の大抵の欠点が、ドイツ公開特許出願ＤＴ−Ｏ８２
６３７１１６号に記載された改良を採用することによっ
て避けることが出来る。

この特許出願では、電動機の固定子と回転子のすき間に
於ける実際の磁束を所望の値に調整する様な形で、固定
子の励磁電流の周波数を制御することにより、電流給電
式誘導電動機駆動装置を安定にしている。

過渡的な応答をすぐれたものにする為には、磁束調整ル
ープから取出した励磁周波数制御信号を、電動機磁束の
周波数に応答する位相固定ループ変換器の様な周波数感
知手段によって補償する。

この発明の全般的な目的は、速度が調節自在の交流電動
機駆動装置を安定にする手段として、制動及び電動機動
作様式の間での速度ゼロ状態での駆動装置の円滑な性能
を高める手段を提供することである。

この発明の別の目的は、静止形電力インバータによって
可変周波数の励磁を受ける速度が調節自在の交流電動機
で構成された駆動装置に対し、インバータの過渡的な転
流問題を最小限に抑え、こうして電動機の制御上の問題
を少なくする改良された安定化手段を提供することであ
る。

別の目的は、速度が調節自在の交流電動機駆動装置に対
する調整方式として、回転速度計となる発電機を使わな
くても、非常に低い速度を含めて、広い速度範囲にわた
って駆動装置をうまく安定にすることが出来る改良され
た調整方式を提供することである。

この発明の更に特定の目的は、制御可能な直流電源と、
直流リンクと、可変周波数のインバータとを持つ電流給
電式交流電動機駆動装置を安定にする装置として、直流
リンクにある電流平滑Ｐ波器の規模を縮小することが出
来、且つ動作上のの性能を犠牲にせずに、電流調整の速
度並びに精度を下げることが出来る様な改良された装置
を提供することである。

この発明を１形式で実施する時、励磁された時に電動機
の回転子を固定子に対して動かそうとする電磁力を発生
する為に電動機内で相互作用する電流と磁束との間の実
際の位相角を表わす角度饋還信号を交流電動機から取出
す第１の手段を設ける。

電動機の励磁源は、この角度饋還信号を供給する第２の
手段により、角度饋還信号の関数として制御する。

励磁源は、電動機の固定子巻線に可変周波数の交流電力
を供給する電力変換装置で構成することが好ましく、第
２の手段は、角度饋還信号と所望の位相角を表わす指令
信号との間に差があれば、その差を最小限にするのに必
要な様にこの周波数を変える様に構成される。

この様に固定子励磁周波数を制御して、実際の角度饋還
信号を所望の値に調整することにより、磁束を表わすベ
クトルに対する電流を表わすベクトルの角度方向の向き
を、電動機の動作を安定にする様な形で制御する。

この安定化方式は、電動機の回転子の機械的な速度又は
位置を感知する手段を必要としない。

角度饋還信号は固定子端子で感知された電気量から推量
又は計算するのではなく、固定子電流及び実際の電動機
磁束を感知することによって導き出すことが好ましく、
こうすれば電動機の速度、負荷及び温度の異常に広い範
囲にわたり、安定化方式の良好な性能が保証される。

この発明並びにその種々の目的及び利点は、以下図面に
ついて説明する所から、更によく理解されよう。

第１図にはこの発明を速度が調節自在の電動機駆動装置
に実施した場合が示されている。

この装置は電力変換装置１１と速度が調節自在の交流電
動機１２との組合せで構成され、電動機の星形結線の３
相固定子巻線が、変換装置の多相出力によって付勢され
る様に接続されており、回転子は牽引車輌（図に示して
ない）の車輪の様な機械的な負荷に結合されている。

装置１１は、電動機１２の固定子巻線に可変の周波数並
びに振幅を持つ交流電力を供給する様に適当に構成され
ている。

好ましい実施例では、変換装置１１の前端は、電気エネ
ルギ源（図に示してない）に接続される様になっている
被制御直流電源１３で構成され、後端は直流及び交流端
子の組を持つ可変周波数の静止形電力インバータ１４で
構成され、直流リンク１５がインパーク１４の直流端子
の組と電源１３の直流端子とを相互接続している。

こういう構成は多少とも従来普通に見られるものである
が、図示の電動機駆動装置のこれらの部分を最初に簡単
に説明し、その後で、この発明の考え並びに好ましい実
施例を詳しく説明する。

然し、この発明は電動機１２の動作を安定にするのが主
な目的であるが、第１図に示した特定の装置以外の電動
機駆動装置でも、この目的の為に有利に使うことが出来
ることを最初に承知されたい。

直流電源１３は、例えばその入力端子を無制御の直流源
に結合した直流−直流チョッパ、一定周波数の交流源に
結合された位相制御式整流回路、又は可変の交番電圧源
に結合された無制御の整流器の様な種々の公知の形式の
どれであってもよい。

場合に応じて、チョッパのデユーティ・サイクル、位相
制御式整流回路を構成する電気弁の点弧角、又は交番電
圧源の電圧の振幅を変えることにより、電源１３から直
流リンク１５に印加される単一極性出力電圧ＶＢ、の平
均の大きさを希望に応じて変ることが出来る。

直流リンク１５が第１図には単なる誘導子又はチョーク
１６として示した適当なｒ波器を含み、電源１３とイン
パーク１４との間に流れる脈動直流を平滑し、この為、
大きさが制御された直流電流がインバータ１４に供給さ
れる。

この結果電流給電式交流電動機駆動装置になる。

この装置では、直流電源１３は、電気制動の場合に、単
一極性電圧■Ｒの極性の反転に対処する様に適当に構成
される。

電気制動は、電動機１２をその機械的な負荷の慣性によ
って駆動し、この為電動機が発電機として作用して、変
換装置１１の前端に電力を送出す動作様式である。

インバータ１４は普通の任意の適当なインバータで構成
することが出来る。

この発明の現在好ましいと考えられる実施例では、３相
自動逐次転流形インパークを使うのが特に有利である。

このインバータの改良型が米国特許第３９８０９４１号
に記載されている。

インバータ１４の３相交流端子の組の夫々の端子が３本
の交流導体又は線１７゜１８．１９を介して、電動機１
２の３相固定子巻線の対応する端子に接続され、インバ
ータは固定子巻線の各相の間で直流リンクの電流を順次
切換える様に作用する。

電動機１２は、誘導形、同期形、同期リラクタンス形の
様な一般的に公知の種々の普通の形式のどれであっても
よく、丸形であっても直線形であってもよい。

以下の説明では丸形誘導電動機を想定しているが、同期
電動機を使う場合、励磁源には界磁巻線に直流電流を供
給する適当な手段が付加的に設けられる。

この電動機駆動装置は図示の様に１台の電動機１２を持
っていてもよいし、或いは複数個のこういう電動機を持
っていてもよい。

その場合、夫々の電動機を共有の直流電源に並列に接続
する為に、別々のインバータ及び直流リンクを設けるこ
とが出来る。

３相電動機を図に示したが、相数は問題ではなく、希望
によっては、この代りに単相、２相、６相又は更に多相
の電動機を使ってもよい。

図示の電動機１２の３相固定子巻線が第２Ａ図に概略的
に示されている。

各巻線は複数個の主コイルで構成され、これらのコイル
が電動機の固定の磁化し得る鉄心に沿ってスロット内に
普通の様に分布して配置されており、電気的には中性母
線Ｎと３相電力線１７乃至１９の関連した相（Ａ。

Ｂ又はＣ）との間に接続される。

完全な１サイクルの動作中に固定子巻線の各相を励磁す
る交流電流ｉＡ、ｉＢ、ｉｃが第２Ｂ図に示されている
。

この図では、転流期間を理想的なものとし、リップルを
無視しである。

対称的に互い違いになった相順序Ａ−Ｂ−Ｃを仮定して
いることが理解されよう３各相で、固定子巻線の基本励
磁電流は、変換装置の直流リンク１５に流れる電流の大
きさによって決められた振幅を持つと共に、インバータ
１４にある電気弁の基本切換え周波数によって決められ
た周波数を持つ。

電動機の励磁を適当に制御することにより、電動機１２
によって駆動される負荷を希望に応じて順方向でも逆方
向でも、推進しく電動機様式）又は減速する（制動様式
この時電動機が発電機として動作する）ことが出来る。

この励磁の制御は、変換装置１１が電動機１２の固定子
に供給する多相交流電力の周波数、電流の振幅並びに相
順序を変えることによって行なうことが好ましい。

この目的の為、オペレータによって制御される入力信号
と成る饋還信号とに対して、プログラムされた通りに応
答して、変換装置の動作を調整し且つ制御する適当な手
段を設ける。

入力信号が指令論理モジュール２１の入力端子２０に印
加されるが、これは所望の電動機トルク又は馬力を表わ
す。

饋還信号は、後で更に詳しく説明するが、電動機の実際
の応答を表わす。

第１図に示す制御手段は１対の外側調整ループ３０．４
０を有する。

第１の外側ループ３０は、固定子の励磁の強さを調整す
る様に、固定子巻線の電流の振幅を制御し、これに対し
て第２の外側ループ４０は電動機のトルクを調整する様
に、固定子巻線の電流の周波数を制御する。

この発明では、第２のループ４０が安定化用の内側ルー
プ６０を含む。

第１の外側ループ３０が電動機１２の固定子の励磁を調
整する。

この為、端子３１に印加される励磁強さ饋還信号と線３
２の可変の指令信号との間の差を最小限にする様に、直
流リンク１５に印加される電圧ｖＲの平均の大きさを調
節する。

この大きさによってリンク電流の大きさ、従って固定子
巻線の基本電流の振幅が決定される。

このループは制御回路３３を持ち、こＮで饋還信号及び
指令信号を加算点で比較し、その間に差があれば、その
差を反映した誤差信号を線３４に取出す。

第１図に示す様に線３４の誤差信号が普通の利得回路３
５によって処理される。

この利得回路は積分に比例を加えた伝達特性を持ち、こ
の為定常状態の誤差をゼロにすることが出来る。

利得回路３５から補償信号Ｖにを取出し、線３６を介し
て被制御直流電源１３に対する適当な制御手段３７に送
る。

制御手段３７は、第１図ではＧＰＧ（ゲート・パルス発
生器）と記されているが、直流電源１３の動作を制御し
、補償信号ｖＲに従って直流リンク電圧ＶＲの平均の大
きさを決定する。

第１の調整ループ３０が、端子３１に印加された励磁強
さ饋還信号と線３２の指令信号との間の誤差に応答して
、是正する向きにｖＲを変え、こうして誤差の値をゼ帽
こ減少するのに必要な様に、固定子巻線の電流の基本振
幅を増減することが理解されよう。

励磁強さ饋還信号は電動機１２の固定子に於ける実際の
励磁レベルを表わすものである。

例えば、これは励磁された時の電動機１２の固定子と回
転子のすき間に発生される実際の磁束の平均の大きさの
目安にすることが出来る。

この場合、この饋還信号は、後で説明する様に、第９図
に示す回路で得られる磁束饋還信号から取出すことが好
ましい。

線３２の指令信号は、指令論理モジュール２１によって
決定された、固定子の励磁の所望の強さを表わす制御信
号φ♂から取出す。

この制御信号が線３８を介して回路３３に供給され、理
由は後で説明するが、線３８．３２の間に制限器３９を
入れて、線３２の指令信号が予定の最低限界より低い方
へずれるのを防止する。

第２の外側ループ４０が電動機のトルクを調整する。

この為、線４１のトルク饋還装置信号Ｔと線３２の可変
制御信号Ｔ＊（所望の電動機トルクを表わす）との間に
差があれば、その差を最小限にする様にインバータ１４
の基本切換え周波数を調節する。

この周波数によって固定子巻線の基本電流の周波数が決
定される。

このループが制御回路４３を持ち、そこで饋還信号及び
制御信号を比較して、その差を反映する誤差信号を線４
４に取出す。

線４４の誤差信号が別の利得回路４５によって処理され
る。

この利得回路も積分に比例を加えた伝達特性を持ち、こ
の為定常状態の誤差をゼロにすることが出来る。

利得回路４５が内側電動機安定化ループ６０に対する指
令信号１ｎ ｅ Ｔを線４６に発生する。

この信号は制御信号Ｔ＊の関数として変化し、ＴＩとＴ
との間の誤差をゼ帽こ減少する結果になる様な値をとる
傾向を持つ。

理由並びにその態様は後で説明するが、内側ループ６０
は線４６の指令信号に応答し、線５１に適当な信号を供
給する。

この信号を加算点５２で電動機速度饋還信号ω、と組合
せて、その代数和を表わす励磁周波数制御信号ω−を線
５３に取出すことが好ましい。

速度饋還信号ω、は、電動機１２の回転子の実際の角速
度を感知する速度発電機５４の様な適当な手段によって
発生される。

（この信号は指令論理モジュール２１にも饋還される。

）線５１の信号の値によって決定される分だけ、またそ
れによって決定される向きにω１と異なる励磁周波数制
御信号ω。

が線５３を介してインノ伸り１４に対する適当な制御手
段５５に送られる。

制御手段５５は、ω。

の値に従って、インバータ１４の基本切換え周波数、従
って固定子巻線の電流の基本周波数を決定する様に作用
する。

ω５の値が固定子励磁周波数に対応し、ω、の値が実際
の電動機速度の等価電気周波数に対応するから、線５１
の信号は電動機の滑り周波数ωｓｌを表わす。

インバータの制御手段５５は点弧制御装置及びＧＰＧと
も呼ぶが、インバータ１４内の夫々の電気弁に対し、こ
れらの電気弁が予定の順序で且つ励磁周波数制御周波数
ω６の値によって決定された基本周波数で点弧する様な
１群のゲート・パルスを供給する様に適当に構成されて
いる。

この為インバータの各弁の固定子電流導電期間は各サイ
クルに互い違いンこ開始され、その結果第２Ｂ図に示し
たのと同様な波形が得られる。

この図で、Ｂ相及びＣ相の巻線に関連した期間が、基本
周波数の完全な１サイクルの１／３及び２／３だけ、Ａ
相の期間に対して位相が変位していることが認められよ
う。

この相順序、従って電動機１２の回転方向がゲート・パ
ルスの順序に対応し、実際的には、指令論理モジュール
２１（端子５６ａ）から取出されて、インパークの制御
手段５５（端子５６ｂ）に印加される順方向／逆方向指
令信号によって決定される。

外側調整ループ４０が線４１のトルク饋還信号Ｔと線４
２の制御信号Ｔとの間の任意の差に応答して、インバー
タの電気弁の切換え周波数を是正する向きに変え、こう
して差の値をゼロに減少するのに必要な様に、固定子の
励磁周波数を増減することが理解されよう。

制御信号Ｔは指令論理モジュール２１によって発生され
、その値は、電動機が所望の速度−トルク特性を示すこ
とが出来る様にする予め設計された計画に従って決定さ
れる。

（普通、モジュール２１は制御信号φ の値を制御信号
Ｔの値と調整する様に構成される。

）線４１のトルク饋還信号Ｔは、励磁された時の電動機
１２の回転子のトルクの実際の大きさ並びに相対的な方
向を表わすものである。

これは任意の適当な手段によって電動機から取出すこと
が出来る。

トルク饋還信号Ｔは、米国特許第４０２３０８３号に記
載されている様に構成された改良されたトルク処理回路
４７から求めることが好ましい。

この特許に詳しく記載されている様に、この成分は、夫
々の交流電力線１７．１８．１９に結合された３個一組
の変流器５７から取出された固定子励磁電流饋還信号と
、電動機１２の内部の固定子と回転子のすき間に於ける
実際の電磁束を感知する適当な手段５８から取出された
電動機磁束饋還信号とに依存する。

磁束感知手段５８米国特許第４０１１４８９号に記載さ
れる様に構成するのが有利である。

米国特許第４０１１４８９号に詳しく記載されているが
、磁束感知手段５８は、固定子の予め選ばれたスロット
内にある固定子巻線の主コイルの近くに装着された複数
個の多重ターンのコイル７１゜７２．７３で構成され、
固定子が励磁された時の電動機１２の固定子と回転子と
の間のすき間に発生される実際の磁束を感知する様にな
っている。

この為、各々の感知コインに、固定子と回転子のすき間
の隣接した扇形部分に於ける磁束の変化速度に略比例す
る電圧信号が誘起される。

これらの感知コイルに夫々接続された複数個の積分回路
７４．７５．７６が、誘起された電圧信号の時間積分と
なる磁束饋還信号を発生し、こうして固定子と回転子の
間のすき間の実際の磁束の大きさ並びに位相の両方が磁
束饋還信号によって真実に表わされる。

コイル７１，７２．７３は固定子巻線の相Ａ。Ｂ、Ｃの
主コイルに関連した磁束相帯の中心と整合して、固定子
と回転子の間のすき間に沿って配置することが好ましい
。

この構成にすると、実磁束感知手段５８によって取出さ
れた磁束饋還信号がψ 、ψ 、ψ を表わす。

こメで記号ψはボルト単位の磁束（鎖交磁束λと基本周
波数ω５との積に等しい）を表わし、添字ｍは主量の相
互の値（即ち、固定子と回転子の間の空隙に交差し従っ
て回転子及び固定子巻線の両方に鎖交する磁束の値）を
表わす。

この各々の信号は、大体正弦状の波形と、固定子の起磁
力（ＭＭＦ）の基本周波数に等しい周波数とを持つ交番
量である。

上に述べた平衡形３相電動機駆動装置の定常状態並びに
過渡状態の動作の解析を簡単にする為、実際に感知され
た３相交流量を夫々直軸ｄ及び横軸ｐと呼ぶ２つの直交
軸に沿った等制約な２相変数に変換することが出来る。

図示の装置では、第３図に示す様に（この図で円７７が
電動機の回転子の周縁を表わす）、固定子の横軸は、電
動機の１極上にあるＡ相固定子巻線の磁束相帯の中心線
と一致する様に任意に選び、この軸は順方向の回転方向
に見て、固定子の実効的な直軸より９０ｃ先にある。

この場合、固定子と回転子の間のすき間の３和硫束の横
軸成分ψ がＡ相の磁束饋還信号ψ によって表わされ
、直軸成分ψｍｄは種種の任意の方法で、容易に導き出
すことが出来る。

空隙磁束の直軸成分を求める１つの方法は、前掲米国特
許第４０２３０８３号に記載される様な（並びにこの出
願の第９図をも参照されたい）実磁束信号処理回路手段
を使うことである。

この手段は前述のＣ和硫束饋還信号ψ をＢ和硫束饋還
信号ψ の符号を反転したものと加算して、その差を、
１／ＪＺに等しい比例定数を導入する回路（第９図の１
１７に示す）に通す様に作用する。

果を求める別の方法を第３図に示しである。

この図では、磁束感知コイル７２．７３に誘起された電
圧信号を極性を反対にして組合せ、次に利得が１ ／
ＪＫである素子γ８を介して積分器７９に供給する。

この為、その出力かへ、を表わす。第３図には、３つの
磁束感知装置７Ｌ７２゜７３が固定子の各相Ａ、Ｂ、Ｃ
の磁気軸線上に配置されることが示されている。

この代りに、固定子と回転子の間のすき間の内、磁束波
がψ より電気角で９０°進んでいる様な固定子の実好
的な直軸と交差する扇形片内の実際の磁束を感知する様
に、電動機内に配置した感知コイルの積分出力からψｍ
ｄを取出してもよい。

Ａ相の磁束感知コイル７１がＡ相の磁気軸線と物理的に
整合していない場合でも、２次回路に適当な電気的な移
相手段を加えることにより、ψ 及びｉ を（固定子の
横軸で）互いに電気的に整合させることが出来ることに
注意されたい。

成分ψｍｄ及び九、はＸその瞬時値並びに相対的な極性
が単一ベクトルψ の直軸並びに横軸に対する投影に従
って正弦状に変化する交番量である。

このベクトルは定常状態の一定の大きさくへ□及びψ
の自乗の和の平方根に等しい）を持ち、固定子の基本励
磁周波数に対応する速度で、固定子の起磁力と同期して
、固定子と回転子の間のすき間を回転する。

第３図は、固定子の直軸と一致する特定の時刻に於ける
合成ペクトツユを示しており、この瞬間を基準時刻１＝
０とする。

通常、定常状態では、九４−ｆｍＣＯ８ωｔ、へ、−■
□ｓｉｎωｔである。

これらの成分の間の時間的な変位は、過渡的には、電気
角で９０°でなくていてもよいことが理解されよう。

Ｆは固定子と回転子の間のすき間の全磁束のベクトル表
示である。

同様に、固定子励磁電流の横軸成分ｉ はＡ相の固定子
巻線電流ｉＡと同じであるが、直軸電流成分ｉｄｓは（
ｉｏ−１Ｂ）／ｖ／３という量で表わきれる。

これらの２つの電流成分は、実際の３相電流と全く同じ
磁界を電動機内に発生することが出来る。

第３図には、定格負荷に於ける典型的な順方向電動機動
作状態に対し、同期的に回転する基準フレーム内のそれ
らの合成ベクトル■、が示されている。

このモデルでは、電動機の回転子の短絡された導体（バ
ー又は巻線）に於ける負荷電流■ の為、全固定子電流
ベクトルＩ、？を固定子と回転子の間の全すき間磁束ベ
クトルＴ□よりも正の角度θ５ｍだけ進んでいる。

固定子と回転子の間のすき間に於ける磁束が固定子電流
並びに回転子電流の両方の結果であることは周知である
。

固定子電流の基本直軸及び横軸成分は１ｄ５−■５ｃｏ
ｓ（ωｔ＋θｓｍ ）及びｉｑ、−■８ｓｉｎ（ひｔ＋
θｓｍ）と書くことが出来る。

次に第４図について、誘導電動機１２の普通の直軸−横
軸等価回路を説明する。

この第４図は直軸回路及び横軸回路の両方にあてはまる
。

両方の回路に共通なパラメータは下記の記号によって第
４図で表わされている。

（ダッシュはターン比で固定子側に換算した回転子の数
値を表わす）。

ｒ ・・・・・・固定子の抵抗値 ＬＩｓ・・・・・・固定子の漏洩インダクタンス葡・・
・・・・固定子巻線と回転子導体の相互インダクタンス
（固定子を基準とする） Ｌ′ｌｒ・・・・・・回転子の漏洩抵抗値ｒ／、・・・
・・・回転子の抵抗値 第４図に示す他の量は下記の表に詳しく示す。

動作について説明すると、電動機内の相互作用する電流
及び磁束が、固定子に対して回転子を動かそうとする電
磁力（トルク）を発生し、従って、電動機軸に結合され
た機械的な負荷を駆動する。

１９６１年ニュヨーク州のマツフグロー・ヒル・ブック
・カンパニから出版されたフイツツジエラルド及びキン
グズレ−の古典的な教科書「エレクトリック・マシナリ
ー」第２８５−９５頁に記載されている様に、このトル
クは横軸ＭＭＦと交差結合した直軸磁界及び直軸ＭＭＦ
と交差結合した横軸磁界の重畳した相互作用によるもの
である。

その強さはＫ（謡ｄ ｉｑｓ−幅ｑ ”ｄｓ ）である
ことを示すことか出来る。

こＳでＫは３Ｐ／４ωｂに等しい定数であり、Ｐは電動
機の固定子の極数である。

これはベクトル■ 及びＦ□のベクトル積のＫ ＡＳ 倍、即ちＫ（Ｉ）ｌ’）と同じである。

云い換え ｍ れば、トルクの大きさ並びに相対的な方向は、相互作用
する電流及び磁束ベクトルの大きさの積に、その間の位
相角の正弦を乗じた値に関係する。

電動機の瞬時トルクの別の式を下に挙げる。

添字ｒ及びＳは夫々回転子及び固定子の量を表わし、下
に挙げる夫々の場合の電流及び磁束のベクトル表示は、
同期的に回転する基準フレーム内に直軸及び横軸成分を
持つ。

（更に、これらの表現は対称的な誘導電動機にあてはま
るものであるが、凸極交流電動機の場合には幾分変更す
れば適用される。

）Ｋ（￥、×■、） Ｋ（’５ＸＩ） ヘ ガ Ｋ（与ｘ ｙ、 ） Ｋ（Ｉ、ＸＦｒ） 直軸及び横軸等価回路を解析すれば、第５図及び第６図
に示すベクトル図により、電動機の互いに関係する変数
を便利に説明することが出来る。

第５図及び第６図では、固定子と回転子の間のすき間の
磁束ベクトルＴ□を基準として使っている。

特に第５図は、速度が調節自在の典型的な誘導電動機が
、比較的一定の高い出力トルクを保ちなから、制動様式
から電動機様式へ速度ゼロを通って変化する場合の固定
子端子電圧ベクトル■３の軌跡を示す。

電動機が３０ ＯＲＰＭの初期速度（この速度は例えば
等制約な電気周波数か６２．８ラジアン／秒又は約０．
２Ｑ）ｂである）から速度ゼ例こ減速し、その後１５０
ＲＰＭの新しい速度に加速する時、この電圧ベクトルが
角度も太きさも大幅に変化することが判る。

然し、やはり第５図に示す固定子電流ベクトル■５は、
この同じ変化の間、比較的一定にとゾまる。

従って、固定子電流及び空隙磁束を表わすベクトルの間
の角度関係が、インバータの点弧に関係する様な電流給
電式交流電動機駆動装置は、第５図に示す状態では、正
しい磁束−電流ベクトルの整合を難なく達成する。

第６図は、基本周波数へで、＋１０００ニユートン・メ
ータＮｍの電動機状態から一１００ＯＮｍの制動状態（
発電機動作）までの範囲の電動機負荷に対する固定子電
子及び電流ベクトルの軌跡を示す。

１ニユートン・メータは１０５ダイン・メータである。

無負荷の時、固定子電流ベクトルは磁束ベクトルと同相
であり、固定子端子電圧ベクトルと９０°位相かずれて
いる。

電動機の負荷（トルク）が増加すると、電機子電流を発
生しなければならないので、この為に固定子電流の反作
用成分を必要とする。

第６図は、固定子電流ベクトル及び回転子電流ベクトル
■、の両方の角度位置の変化を負荷の関数としてはっき
りと示している。

第６図から、固定子端子電圧ベクトル■８が負荷によっ
てあまり位置か変わらないことが判る。

つまり、電圧給電式交流電動機駆動装置では、固定子励
磁電圧の相対的な位相は負荷の変化に伴って変える必要
がない。

更に、電圧給電式装置では。電流給電式装置と対照的に
、インバータの助けを借りずに、電動機か任意の新しい
動作状態へ急速に整合することが出来る様に、制動電流
を供給することにより、固有の安定化作用が得られる。

他方、第６図で、固定子電流ベクトルの角度θ８ｍが負
荷に応じて急速に変化し、この為、図示の電流給電式交
流電動機駆動装置では、固定子電流とすき間の磁束との
間の角度関係かインバータの点弧の影響を受けるが、イ
ンバータの制御は負荷の変化に応する様にすべきである
ことが判る。

電動機の出力トルクＴ及び角度θ３ｍの正弦の間の関係
を示す為、励磁の大きさを定格にした場合の順方向電動
機動作の象限の場合について、この両方の変数を電動機
の滑り周波数ｉｓｌ （ヘルツ単位）の関数として第７
図に示しである。

この発明では、インバータ１４の周波数制御チャンネル
に前述の内側ループ６０を設け、このループを利用して
機械の実際のトルク角度の関数として電動機の励磁を制
御することにより、負荷変動状態に於ける図示の電動機
駆動装置の安定性を高め、装置の過渡状態の挙動を全体
的に改善する。

トルク角度とは、電動機内で出力トルクを発生する為に
相互作用する磁束及び電流を夫々表わす２つのベクトル
の間の位相角を云う。

この発明の図示の実施例では、説明の便宜上、固定子電
流ベクトルＩ、７１ｔび固定子と回転子の間のすき間の
磁束ベクトルＴ□の間の位相角θ３ｍをトルク角度とす
る。

この角度は、順方向の電動機動作の間は正であり、順方
向の制動動作の間は負である。

好ましい実施例では、安定化ループ６０は、実際の位相
角θ を表わすトルク角度饋還信号と、所望の位相角を
表わす指令信号ｓｉｎθ生との間に誤差がある場合、そ
の誤差の値を最小限にするのに必要な様に、固定子励磁
周波数を変える様に構成されている。

前に述べた様に、後の方の信号自体も、線４１の電動機
の実トルク饋還信号Ｔと、第１図に示した外側調整ルー
プ４０の線３２の所望トルク制御信号Ｔ＊との間の最小
値以外の誤差に応答して、是正する向きに変化する。

角度饋還信号を取出す為、適当なトルク角度処理手段を
電動機１２に結合する。

この角度処理手段が第１図にブロック６１で示されてお
り、その異なる２つの実施例を後で第８図及び第９図に
ついて説明する。

第１図に示す様に、処理装置６１によって取出された角
度饋還信号か線６２を介して加算手段６３に供給され、
そこで線４６の所望角度指令信号と組合される。

加算手段６３で、これらの指令信号及び饋還信号が比較
され、その差を表わす誤差信号が取出される。

誤差信号か線６４に現われ、この線が比例伝達特注を持
つ利得回路６５によって滑り周波数線５１に接続される
。

この為、滑り周波数信号ωｓｌの値は、トルク角度指令
信号及び饋還信号の間の差の関数である。

希望により、別の利得回路６６を線６４と加算点６７の
間で回路６５と並列に接続することにより、積分形伝達
特注を線６４．５１の間に加えることか出来る。

この様に選択すると、線６４の定常状態の誤差をゼ帽こ
することが出来、これは回転速度計である発電機５４を
省略し且つ電動機速度饋還信号ω、を使わずに動作する
装置に使うべきである。

次に安定化ループ６０の動作を説明する。

電動機の固定子巻線を励磁する電流の周波数が、インバ
ータ１４にある電気弁の基本切換え周波数によって決定
されること並びにこの周波数の変化によって、固定子電
流の導電期間、従って電流ベクトル■５の相対的な位相
位置が過渡的に変わることが判る。

更に詳しく云うと、励磁周波数か増加する時、固定子電
流ベクトルは位相が進む（即ち、このベクトルの角度は
予定の基準位置に対し正の向きに増加する）。

励磁周波数か減少する時、電流ベクトルの位相は遅れる
（即ち、角度は予定の基準位置に対し、同じ向きで減少
するか、或いは反対向きに増加する）。

次に、電動機トルク調整ループ４０に印加される所望ト
ルク制御信号Ｔ＊の値か、定格負荷のその定常状態の順
方向電動機動作点から予定量だけ突然に減少したと仮定
する。

これによって角度＝４＋信号ｓｉｎθ＋が突然に減少し
、線６４の角度誤差信号もそれに対応して減少する。

この減少分が線５１の滑り周波数信号ω８】の比例的な
減少、従って、励磁周波数制御信号＊ ω。

の階段形の減少となって現われる。インバータ１４の点
弧制御装置５５が今述べた減少に応答して、インパーク
の切換え周波数を下げ、この為固定子の基本励磁周波数
か下がる。

この為に電動機の滑り周波数か低下し、その際、固定子
と回転子の間のすき間の磁束ベクトルに対する固定子電
流ベクトルの角度位置を遅らせる（即ち、トルク角度を
減少する）。

この結果、線４１のトルク饋還信号及び線６２の角度饋
還信号の両方の数値か減少し、外側トルク調整ループ４
０で実トルク饋還信号の値と減少した制御信号Ｔ＊によ
って指令されたトルクの値とが等しくなり、且つ内側安
定化ループ６０で角度饋還信号と角度指令信号の新しい
値との間に最小値以上の差が存在しない様な新しい動作
点で、固定子の基本励磁周波数が急速に平衡に達する。

トルク角度の指令値の階段形の変化について上に説明し
たのと同様に、同側ループ６０が（電動機又はそれに接
続された負荷の例等かの異常或いは擾乱による）実角度
饋還信号の不規則な変化に応答し、固定子の励磁を是正
する様に変え始め、この為適正な角度が直ちに回復する
。

この為、電動機が定常状態の動作点の前後に自己支持の
振動をすることがない。

事実上、固定子電流ベクトルの実際の角度位置は自発的
に所望角度指令信号る。

別の観点からすると、内側ループ６０のトルク角度調整
効果はインバータ１４の点弧信号（即ち実際の電流切換
え時点）を固定子と回転子の間のすき間の磁束、従って
電動機の逆起電力に同期させると云うことが出来、この
為ハフティング形の不安定性がなくなる。

上に述べた安定化方式は多数の重要な利点があり、次に
これを簡単に説明する。

電動機の励磁周波数をトルク角度の関数として制御する
ことにより、装置を安定させるのであるから、単に定常
状態の励磁の大きさを調節する為に使われる被制御直流
電源１３に対する条件が緩くなる。

更に、角度制御によって、装置の直流リンク１５に流れ
る突発的な電流が減少し、この為電流平滑用Ｐ波器１６
の規模並びに費用を小さくすることが出来、ずっと簡単
になる。

別の利点は、インバータの転流の可変の遅延の影響が角
度調整ループ６０内の利得によって減衰させられ、この
為インバータの異常転流状態の慣れがなくなる。

回転速度計である発電機５４はこの発明の安定化方式を
満足に遂行する為に不可決ではなく、希望によっては省
略してもよい。

この発明の好ましい実施例でそれを入れておいたのは、
回転子の運動中に固定子巻線に初めて電力を印加する場
合、又はオペレータが速度変更を要求する場合、制御装
置が電動機速度を追跡し易くする為である。

然し、電動機の実速度饋還信号が利用出来ない場合でも
、（利得回路６６が入った）角度調整ループは、トルク
角度の実際の値と所望の値との間の誤差を最小限にする
のに必要な励磁周波数制御信号を発生する。

次にトルク角度誤差信号を取出す特定の回路の２つの例
を説明する。

この発明の図示の実施例では、測定に一番便利なトルク
角度は、固定子電流ベクトルと、固定子と回転子の間の
すき間の磁束ベクトルとの間の角度θ５ｍである。

これは固定子電流及びすき間の磁束を感知する実際の手
段が現在利用し得るからであり、これらの手段は前述の
交流器５７及び磁束感知手段５８の配列で構成すること
か好ましい。

この手段からの饋還信号は、固定子端子に現われる量か
ら導き出し又は計算する代りに、電動機の実際のトルク
から直接的に導き出すことが望ましい。

固定子端子に現われる量は、温度、負荷条件によって電
動機のパラメータが変化したり、電動機毎のばらつきか
ある為に、誤差を生じ易い。

第８図は位相角θ５ｍを表わす信号を取出す１つの装置
を示す。

この装置は４つの入力端子８１８２．８３，８４を持ち
、これらの入力端子には実磁束信号処理回路手段８０並
びに固定子電流信号処理回路手段８０′によって導き出
された信号が供給される。

これらの２つの手段は夫々磁束感知装置５８及び変流器
５７（第１図）に接続される様になっており、電動機の
下記の量を表わす第１、第２、第３、第４の周期的な入
力信号を夫々端子８１．８２，８３，８４に供給する様
に構成されている（例えば第９図の素子１１５，１１７
゜１２０．１２２参照） 第１及び第３の入力信号が、固定子の実効的な横軸及び
直軸で、固定子と回転子の間のすき間に発生される実際
の磁束の基本成分と夫々同期していることは明らかであ
る。

同様に、第２及び第４の入力信号は、固定子の直軸及び
横軸に於ける基本固定子巻線電流と夫々同期している。

定常状態の動作では、装置が平衡しており、各相に関連
したすき間の磁束は同じ尖頭値札ヵを持ち、固定子巻線
の各相電流は同じ尖頭値■えを持つ。

この為、上に挙げた第２及び第３の量は夫々ＩＡ ｓｉ
ｎ ’（ωｔする。

この為、こ＼で関心のある角度は、端子８１．８２に供
給される第１及び第２の入力信号の対の間、又は端子８
３．８４に供給される第３及び第４の入力信号の対の間
の基本的な電気的な位相変位の余角である。

こトで云う余角とは、実際の位相変位が９０°から（多
い方に又は少ない方に）ずれる角度を云う。

第８図の角度処理装置の入力端子８１乃至８４に供給さ
れる４つの周期的な入力信号か、手段８５．８６，８７
，８８によって個々に増幅され且つ制限され、夫々の入
力信号の基本成分と同相の矩形波信号を発生する。

第１の１対の自乗手段８５．８６の出力線９０．９１が
、論理素子９２の関連した１対の入力端子に接続され、
この論理素子が線９０．９１の自乗信号の間の電気的な
位相変位を表わす離散的な信号の第１の列９４を線９３
に発生する。

列９４は、振幅が一定で、周波数が基本固定子巻線励磁
周波数に伴って変化し、且つ持続時間が線９０．９１の
自乗信号の間の位相角に関係する様な一連のＩＩ Ｉ
Ｉｆｆ信号で構成されることが好ましい。

第８図に示す様に、論理素子９２か排他的オア回路で構
成される場合、列９４内の相次ぐ゛１″信号の間の各々
の゛０″スペースは、第１及び第２の入力端８１．８２
に供給される周期的な信号の間の位相変位に等しい角度
の持続時間を有する。

各々の１′”信号はこの位相変位の余角に等しい角度の
持続時間を有する。

論理素子９２からの線９３が加算手段９５に接続され、
そこで第１の信号列９４を、線９７に出る離散的な信号
の第２の列９６と組合せることか好ましい。

第２の信号列は別の論理素子９８によって発生される。

この論理素子９８は、第２の対の自乗手段８７．８８の
出力線に夫々接続きれた入力端子を持ち、この為第２の
列９６は、列９６内の相次ぐ゛１′信号の間の各々の゛
０′′スペースの角度の持続時間か、この列を発生する
もとになった第３及び第４の周期的な入力信号の間の位
相変位と一致することを別にすれば、第１の列９４と同
様である。

加算手段９５は、２本の線９３．９７の信号に応答して
、それらの差に等しい合成信号を線９９に発生する様に
作用する。

適当なＰ波器１００を線９９に接続して、線９９の合成
信号の平均値に伴って変化する出力信号（角度饋還信号
θｓｍ）を発生する。

この合成信号の値は、対になった入力信号の間の位相変
位の余角（即ちこ５に述べる位相変位か９０°からずれ
ている角度）によって決定される。

対の入力信号か丁度９０°位相がずれている場合（θｓ
ｍ−〇）、両方の信号列９４．９６の゛１″信号の持続
時間が９０°であり、この為、線９９の合成信号の平均
値（従って平均回路１００の出力信号）がゼロであるこ
とは明らかである。

対の入力信号のいずれか一方の振幅が小さくて、関連し
た自乗手段の出力が無視し得る場合にも、同じ結果が正
しく得られる。

対の入力信号が互いに同相である時（θｓｍ＝＋９０°
）、線９９の合成信号は連続的に＋１であり、出力信号
は正の最大の大きさを有する。

他方、対の入力信号が１８０°位相かずれている時（θ
３ｍ＝−９０°）、線９９の合成信号は連続的に−１で
あり、出力信号は負の最大の大きさを持つ。

事実上、論理素子９２，９８、加算手段９５及び平均回
路１００が協働して、位相弁別作用を行なう。

上に述べた角度処理装置はディジタル形で実施するのに
適している。

これは、過渡的な応答の精度並びに速度を最適にすると
共に、角度饋還信号の滑らかさを高める為、両方の対の
４つの周期的な入力信号に応答する様に構成することか
好ましい。

然し、この代りに、離散的な信号の第２の列９６を、第
１の列９４にある゛１″信号の半分の大きさを持つ連続
的なバイアス信号に取替えても、角度θ５ｍの同ＩＪに
正確な定常状態の表示が得られる。

この為には、線９７を第８図に破線で示した適当なバイ
アス源１０１に接続することが出来る。

この場合、平均回路１００の出力信号の振れは５０係減
少する。

角度θ３ｍを表わす饋還信号を取出す別の装置か第９図
に示されている。

この特定の装置は、現在好ましいと考えられる形でこの
発明を実施するのに使われたものである。

これは本質的には、モータの実際のトルクＴの大きさ並
びに相対的な向きを表わすトルク饋還信号を取出す適当
なトルク処理回路と、トルク処理回路に接続されていて
、トルク饋還信号の値に正比例して変化するか、電動機
内でトルクを発生する為に相互作用する電流及び磁束の
大きさを夫々表わす２つの信号の各々の値に対して反比
例して変化する値を持つ出力信号を発生する様に構成さ
れた角度処理手段との組合せで構成される。

この出力信号の値か実際のトルク角度の正弦に関係する
ことは明らかであろう。

第９図に示した装置のトルク処理回路が破線の囲み４７
の中に示されており、これは米国特許第４０２３０８３
号に記載される様に構成するのが有利である。

その出力が線４１を介して角度処理回路６０に接続され
る。

この処理回路には２つの割算器１１０，１１１を設けて
、トルク饋還信号−を夫々線１１２の第１の信号及び線
１１３の第２の信号で割る。

線１１２の第１の信号が固定子電流ベクトル■５の大き
さに比例し、線１１３の第２の信号か固定子と回転子の
間のすき間の磁束ベクトル九の大きさを表わすことが好
ましい。

縦続的な割算器１１０，１１１か定利得回路１１４を介
して角度処理装置６１の出力線６２に接続される。

回路１１４の利得に１は、前に述べた電動機のトルク方
程式の定数にの逆数である３ωｂ／４Ｐであることか好
ましい。

角度処理装置６１の好ましい実施例を詳しく説明する前
に、図示のトルク処理回路４７を簡単に説明する。

第９図に示す様に、トルク処理回路４１は、変流器５７
から固定子巻線の相異なる相の実際の電流ＩＡ、 ｉＢ
、 ｉｃを表わす３つ一組の交流饋還信号を受取る電流
信号処理回路手段と、磁束感知装置５８から、３つの磁
束感知コイル７１，７２゜７３（第１図）の近くに於け
る固定子と回転子の間のすき間の実際の磁束へＡ 、
輻Ｂ 、 輻ｃを夫々表わす３つの交流饋還信号を受取
る磁束信号処理回路手段とを有す。

Ｂ相及びＣ和硫束饋還信号か加算回路１１５で糾合され
、その差か１ ／Ｊｊｉの比例定数を導入する定利得回
路１１γを介して線１１６に送られる。

この為、線１１６の交流信号は電動機の直軸磁束幅ｄを
表わす。

線１１６が掛算器１１８に接続され、今述べた信号がそ
こでＡ相の電流饋還信号（横軸固定子電流ｉ を表わす
：と乗ぜられ、この掛算の積（幅ｂｉｑＳ）が加算回路
１１９に対する２つの入力の内の一方として供給される
。

同様にＢ相及びＣ相の電流饋還信号が加算回路１２０で
組合され、その差が１／ｆの比例定数を導入する定利得
回路１２２を介して線１２１に送られ、こうして線１２
１の交流信号が直軸固定子電流ｉｄｓを表わす。

線１２１が掛算器１２３に接続され、こ−で今述べた信
号がＡ和硫束饋還信号（電動機の直軸磁束幅、を表わす
）と乗ぜられ、この掛算の矩（％ｑ １ｄｓ）が加算回
路１１９に対するもう１つの入力として供給される。

加算回路１１９では、２つの掛算器１１８゜１２３の積
出力が加算され、その差に比例する合成信号が取出され
、この合成信号か定利得（Ｋ）回路１２４を介して出力
線４１に供給される。

トルク処理回路４７にある２つの掛算器１１８゜１２３
の出力は、電動機トルクに比例する同じ２倍周波数成分
と反対極性の直流成分とから成る交流量であり、この為
それらの差の値（大きさ並びに符号）は電動機で発生さ
れた電磁トルクＴを真実に表わすものである。

云い換えれば、線４１のトルク饋還信号は固定子電流ベ
クトル１県と固定子と回転子の間のすき間の磁束ベクト
ルＦ□とのベクトル積によって変化する。

線４１のトルク饋還信号Ｔを固定子電流の大きさを表わ
す線１１２の信号並びにすき間の磁束の大きさを表わす
線１１３の信号で割ることにより、角度処理回路６１は
実効的にトルク饋還信号を正規化し、従ってベクトル■
５及びＦ□の間の位相角（θｓｍ ）の正弦を表わす信
号をその出力線６２に発生する。

角度処理回路６１が適当な整流及び加算回路手段１２５
を含んでいて、これが変流器５７によって固定子巻線の
３和傘部に接続されると共に、ｒ波器１２６を介して線
１１２に接続され、固定子巻線の交流電流の平均の大き
さを表わす信号を割算器１１０に供給することが好まし
い。

固定子電流の平均の大きさは、固定子電流ベクトル■５
の大きさのよい近似である。

第９図に示す様に、角度処理回路６１は磁束感知装置５
８からの３つの磁束饋還信号の全部に応答する整流及び
加算回路手段１２７を含み、これがＦ波器１２８によっ
て線１２９に接続され、電動機の固定子と回転子の間の
すき間に発生される磁束の平均の大きざを表わす信号を
この線に供給する。

すき間の磁束の平均の大きさは相互磁束ベクトルＡの大
きさのよい近似である。

希望によっては、関連する量の直軸及び横軸成分の自乗
の和の平方根を取出す手段を使うことにより、電流又は
磁束ベクトルの真実の大きさを求めることが出来ること
に注意されたい。

直軸及び横軸成分か正弦状であると仮定すれば、この手
段か一層滑らかな饋還信号を発生することか理想的であ
る。

希望によっては、線１２９の磁束強き信号を電動機駆動
装置の第１の外側調整ループ３０に対する励磁強さ饋還
信号として使うことか出来る。

この場合、第１図に示す端子３１が、第９図に示す様に
線１２９に結合した端子１３１に接続される。

線１２９の磁束強さ信号を角度処理回路６１の割算器１
１１に直接的に供給する場合、この回路の出力はｓｉｎ
θ５ｍの真の目安になる。

トルクの大きさとｓｉｎθ８ｍ とが互換性を持つこ
とを第７図に示したか、この図から、ｓｉｎθ５ｍは、
電動機の滑り周波数が低い値からプレツクダウン（ｂｒ
ｅａｋｄｏｗｎ ）に向って増加する時、トルクの２値
関数になることが理解されよう。

広い範囲の速度並びに負荷にわたって運転しようとする
電動機駆動装置では、この発明の角度調整方式は、トル
クと角度との間の関係か単調性である場合、その安定化
作用を一層よく遂行する。

この目的の為、現在好ましいと考えられる角度処理回路
６１の実施例は、線１２９，１１３の間に定利得回路１
３２を含み、これか線１３３を介して加算点１３４の一
方の入力に接続され、この加算点で磁束強さ信号が、線
１１２の電流強さ信号から導き出した補償信号と代数的
に加算される。

この為加算点１３４の２番目の入力が線１３５を介して
別の定利得回路１３６に接続される。

線１３３の磁束強さ信号は、固定子と回転子の間のすき
間の磁束の平均の大きざに伴って変化し、それに対して
回路１３２の利得に２倍の関係である。

線１３５の補償信号は固定子電流の平均の大きさの予定
の一部分であり、それに対して回路１３６の利得に３倍
の関係を持つ。

この利得は所望の単調性の関係が得られる様に選び、典
型的には非常に小さい（例えば０．０５程度である）。

補償信号を加算点１３４で磁束強さ信号から差し引き、
その差が補償済み磁束強さ信号となって線１１３に現わ
れ息。

この補償信号を角度処理回路６１にある割算器１１１の
除数として使う結果、処理回路の出力線６２に出る角度
饋還信号は実際に、第７図のｓｉｎθＴと記した曲線で
示す様に、トルクに対して所望の単調性な関係を持つ等
価的なトルク角度θＴの正弦に従って変化する。

第７図で、等価的なトルク角度θＴが、誘導電動機の普
通の動作範囲に於ける滑り周波数の比較的低い値（例え
ばその特注を第７図に示した典型的な電動機では、約１
ヘルツ未満）では、位相角θｓｍと事実上回じであるこ
とか判る。

この為、電動機駆動装置が定格負荷を含めて、それまで
のトルク・レベルで動作している時、この発明の改良さ
れた安定化方式によるインバータの本質的な同期が保た
れ、装置か同期はずれのトルク・レベルに近い一層大き
なトルクで動作している時は、２つの値を持つ角度の所
為で起る調整の問題か避けられる。

起動状態並びに異常な運転状態に於て有意の角度饋還信
号を得る為、第９図に示した角度処理回路の実施例の割
算器１１０，１１１は、ゼロによる割算を避ける様に、
適当な最低除数の値を設定する非直線制限器を設けるべ
きである。

電動機がトルク・ゼロで動作している時に角度饋還信号
が失われない様にする為、電動機駆動装置の励磁強さ調
整ループ３０に対する指令信号は、磁束ゼロ状態を防止
する予定の最低限界を持つことが好ましく、この為に前
述の制限器３９（第１図）を設けである。

要約すれば、励磁された時の電動機内で相互作用してト
ルクを発生する電流と磁束の間の実際の位相角を表わす
角度饋還信号を取出し、トルク角度誤差信号の関数とし
て電動機の励磁を制御することにより、交流電動機駆動
装置を安定にする新規で改良された方式を説明した。

更に具体的に云えば、この励磁の制御は、所望の位相角
を表わす指令信号を用意し、角度饋還信号をこの指令信
号と比較してその差を表わす誤差信号を取出し、角度誤
差信号の値を最小限にするのに必要な様に、電動機の励
磁を変えることを含む。

この基本的な安定化方式の自己同期効果により、装置の
制御が一層容易になる。

この為、この発明は広い範囲の電動機駆動装置の用途で
有用である。

この発明は、第１図に示した例以外の種々の外側調整ル
ープを用いて使うことか出来る。

この発明は電圧給電式電動機駆動装置で、インバータの
点弧パルスを電動機の磁束に対して正しい位相に整合し
た状態に保ち、こうして過渡状態を伴わずに、（第５図
に示す様に）制動様式及び電動機様式の間で無段切換え
が出来る様にするのに役立つ。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明を実施した速度か調節自在の交流電動
機駆動装置の機能的なブロック図、第２Ａ図及び第２Ｂ
図は、第１図に示した３相電動機の固定子巻線並びに固
定子電流波形の略図、第３図は電動機の回転子の略図で
、回転子と固定子の電流及び空隙磁束を夫々表わすベク
トルを示すと共に、空隙の相異なる３つの扇形片の磁束
を感知する３個一組のコイルをも示している。 第４図は典型的な交流誘導電動機の簡単にした等価回路
図、第５図は一定負荷で電動機の速度か反転する際の、
固定子端子電圧ベクトルの変化を示すベクトル図、第６
図は一定速度で負荷が変化する時の固定子及び回転子電
流ベクトルの変化を示すベクトル図、第７図は電動機の
滑り周波数の関数として、トルク及びトルク角度の変化
を示すグラフ、第８図はこの発明を実施するのに役立つ
角度饋還信号導出回路の第１の実施例の回路図、第９図
は第１図の実施例の装置に使うことが好ましい別の角度
饋還信号導出回路の回路図である。 主な符号の説明、１１：電力変換装置、１２：電動機、
１４：インバータ、４７：トルク処理回路、５５：点弧
論理装置及びゲート・パルス発生器、５７：交流器、５
８：磁束感知装置、６１：角度処理回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 固定子及び回転子を持つ交流電動機の固定子に可変
   周波数の交流電力を供給する電力変換装置で構成された
   励磁源を設け、励磁された時の電動機内の電流と磁束の
   相互作用によって回転子を固定子に対して移動させよう
   とする電磁力を発生し得る交流電動機を安定にする装置
   に於て、前記電動機に結合されていて、励磁された時の
   電動機内の相互作用する電流と磁束の間の実際の位相角
   を表わす角度饋還信号を取出す第１の手段と、前記角度
   饋還信号に応答して、該角度饋還信号の関数として電動
   機の励磁を制御する第２の手段と、前記第２の手段に接
   続されていて、所望の位相角を表わす指令信号を発生す
   る第３の手段とを有し、前記第２の手段は前記角度饋還
   信号と前記指令信号の間に差がある場合、それを最小に
   するのに必要なだけ電動機の励磁を変える様に構成され
   ており、前記第２の手段が前記変換装置を制御すると共
   に、前記角度饋還信号と前記指令信号との間に最小値以
   外の差があった場合、それに応答して、前記固定子に供
   給される交流電力の周波数を是正する向きに変える様に
   なっている装置。 ２、特許請求の範囲１に記載した装置に於て、前記第１
   の手段が、前記電動機に結合されていて前記回転子を動
   かそうとする前記電磁力の強さを表わすトルク饋還信号
   を取出すトルク処理手段を含み、更に前記第１の手段が
   、前記トルク処理手段に接続されていて、値が、前記ト
   ルク饋還信号の値に比例して変化し、前記電流の大きさ
   を表わす信号の値に反比例して変化し且つ前記磁束の大
   きさを表わす信号の値に反比例して変化する信号（即ち
   、前記角度饋還信号）を発生する角度処理手段を含んで
   いる装置。 ３ 特許請求の範囲１に記載した装置に於て、前記固定
   子は実効的な直軸及び横軸を持ち、前記回転子はすき間
   によって前記固定子から隔たっており、前記第１の手段
   が、前記電動機に結合されていて、前記電動機が励磁さ
   れた時、固定子の前記軸の一方で固定子と回転子の間の
   すき間に発生され実際の磁束の基本成分と同期した第１
   の周期的な信号を導き出すように作用する第１の信号導
   出手段と、固定子の前記軸の他方に於ける固定子電流の
   基本周波数成分と同期した第２の周期的な信号を導き出
   す第２の信号導出手段と、前記第１及び第２の周期的な
   信号に応答して、前記周期的な信号の間の電気的な位相
   変位の余角を表わす様に前記角度饋還信号を発生する位
   相弁別手段とを含んでいる装置。 ４ 固定子及び回転子を持つ速度が調節自在の誘導電動
   機の固定子に、可変の周波数及び振幅を持つ交流電力を
   供給する電力変換装置で構成された励磁源を備え、励磁
   された時の電動機内の電流と磁束の相互作用により回転
   子を固定子に対して移動させようとする電磁力を発生し
   得る誘導電動機を安定にする装置に於て、前記電動機に
   結合されていて、励磁された時の電動機内の相互作用す
   る電流と磁束の間の実際の位相角を表わす角度饋還信号
   を取出す第１の手段と、前記角度饋還信号に応答して、
   該角度饋還信号の関数として電動機の励磁を制御する第
   ２の手段と、前記第２の手段に結合されていて、所望の
   位相角を表わす指令信号を発生する手段であって、第１
   の制御信号に応答して該第１の制御信号の関数として前
   記指令信号を変える第３の手段と、第２の制御信号に応
   答して、該第２の制御信号の関数として前記固定子に供
   給される交流電力の振幅を制御するように前記変換装置
   を制御する第４の手段と、前記電動機に結合されていて
   、前記回転子を動かそうとする励記電磁力の大きさ並び
   に相対的な方向を表わすトルク饋還信号を取出す第５の
   手段とを有し、前記第３の手段は前記トルク饋還信号及
   び第１の制御信号の間に差がある場合、その差を最小限
   にするのに必要なだけ前記指令信号を変える様に構成さ
   れており、前記第２の手段は前記角度饋還信号及び指令
   信号の間に差がある場合、その差を最小限にするのに必
   要なだけ電動機の励磁を変える様に構成されており、更
   に前記第２の手段が、前記角度饋還信号及び指令信号の
   間に最小値以外の差がある場合、その差に応答して、前
   記固定子に供給される交流電力の周波数を是正する向き
   に変える様に前記変換装置を制御する様に構成されてい
   る装置。