JPS5855759B2 - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
誘導電動機の制御装置Info
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- JPS5855759B2 JPS5855759B2 JP53001122A JP112278A JPS5855759B2 JP S5855759 B2 JPS5855759 B2 JP S5855759B2 JP 53001122 A JP53001122 A JP 53001122A JP 112278 A JP112278 A JP 112278A JP S5855759 B2 JPS5855759 B2 JP S5855759B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
- H02P21/08—Indirect field-oriented control; Rotor flux feed-forward control
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は周波数変換器により誘導電動機を駆動する誘導
電動機の制御装置の改良に関する。
電動機の制御装置の改良に関する。
一般に、サイリスク周波数変換器により誘導電動機を駆
動するものにおける誘導電動機の回転速度は周波数変換
器の出力周波数に依存する。
動するものにおける誘導電動機の回転速度は周波数変換
器の出力周波数に依存する。
このことは、周波数変換器の出力周波数をｆとすると、
誘導電導機の同期速度Ｎが周知の次式となることから明
らかである。
誘導電導機の同期速度Ｎが周知の次式となることから明
らかである。
Ｐ：極数
一方、周波数変換器の出力周波数には上限値が存在する
。
。
特に、サイリスクの転流を交流電源電圧で行う周波数変
換器はその出力周波数の上限値が低くなる。
換器はその出力周波数の上限値が低くなる。
例えば、商用周波数の交流電源から電力の供給を受け、
サイＩＪ 文りの点弧制御角を制御することにより可変
周波数の正弦波状出力電圧を出力するサイクロコンバー
クでは、その出力周波数の上限値は電源周波数の百程度
男下になる。
サイＩＪ 文りの点弧制御角を制御することにより可変
周波数の正弦波状出力電圧を出力するサイクロコンバー
クでは、その出力周波数の上限値は電源周波数の百程度
男下になる。
誘導電動機の可能最高速度は上述の（１）式により決ま
るが、負荷装置がさらに高速回転を要求する場合にはそ
れに応じられなくなる。
るが、負荷装置がさらに高速回転を要求する場合にはそ
れに応じられなくなる。
これを解決する方法としては、多相の１次巻線と２次巻
線を逆相となるように直列接続し、両巻線を逆相で励磁
することが知られている。
線を逆相となるように直列接続し、両巻線を逆相で励磁
することが知られている。
このようにすれば、原理的に可能最高速度を２倍にでき
る。
る。
このことはへ「ＩＥＥＥ 、ＶＯＬ 、ｌ０Ａ−７゜Ｎ
Ｏ，ＩＪ（１９７１年）の第９５〜１００頁に開示され
ている。
Ｏ，ＩＪ（１９７１年）の第９５〜１００頁に開示され
ている。
しかしながら、上記文献記載の方法は基本的に直巻特性
となり、鉄鋼圧延機駆動用等のように分巻特性を要求さ
れるものには採用することが不可能である。
となり、鉄鋼圧延機駆動用等のように分巻特性を要求さ
れるものには採用することが不可能である。
本発明は、このような課題に対処して成されたもので、
その目的とするところは分巻特性にできる誘導電動機の
制御装置を提供することにある。
その目的とするところは分巻特性にできる誘導電動機の
制御装置を提供することにある。
本発明の特徴とするところは、１次巻線と２次巻線を逆
相に接続し、トルク指令信号と誘導電動機の端子電圧を
定める電圧指令信号の大きさおよびその比によって電動
機電流の大きさと位相を制御するようにしたことにある
。
相に接続し、トルク指令信号と誘導電動機の端子電圧を
定める電圧指令信号の大きさおよびその比によって電動
機電流の大きさと位相を制御するようにしたことにある
。
以下、本発明を第１図に示す一実施例において詳細に説
明する。
明する。
なお、周波数変換器としては種種のものがあるか、正弦
波状の出力電圧を発生するサイクロコンバータを用いた
場合について説明する。
波状の出力電圧を発生するサイクロコンバータを用いた
場合について説明する。
第１図において１は商用交流電源ＡＣからの交流を入力
し、可変周波数の３相交流を出力するサイクロコンバー
タ（以下ＣＹＣと略称する）で、逆並列接続されたグレ
ーツ結線のサイリスクブリッジ回路ＵＰ、ＵＮ、■Ｐ、
■Ｎ、およびｗＰ。
し、可変周波数の３相交流を出力するサイクロコンバー
タ（以下ＣＹＣと略称する）で、逆並列接続されたグレ
ーツ結線のサイリスクブリッジ回路ＵＰ、ＵＮ、■Ｐ、
■Ｎ、およびｗＰ。
ＷＮの３組から構成される。
２は３組の１次巻線（固定子巻線）Ｕｌ、ｖｌ、Ｗｌと
２次巻線（回転子巻線） Ｕ２ 、Ｆ２ 、Ｗ２を有す
る誘導電動機で、２次巻線は図示しないスリップリング
を介して１次巻線と直列接続されている。
２次巻線（回転子巻線） Ｕ２ 、Ｆ２ 、Ｗ２を有す
る誘導電動機で、２次巻線は図示しないスリップリング
を介して１次巻線と直列接続されている。
３は電動機２の回転速度を検出する速度発電機、４は速
度指令回路、５は速度指令回路４からの速度指令信号と
速度発電機３の速度帰還信号を突き合わせて増巾する速
度偏差増巾器、６Ａは速度偏差増巾器５の出力信号（ト
ルク指令信号）τＰと電圧設定信号ＥＰに基づき電流信
号を出力する電流指令回路、６Ｂはトルク指令信号τＰ
と電圧設定信号ＥＰに基づき電動機電流の移相量を演算
する移相量演算回路、７は電動機２の回転軸の回転角に
応じた位相を有する３相正弦波位置信号を出力する位置
検出器、８は移相量演算回路６Ｂの出力信号に応じて位
置信号を移相する移相器、９は電流指令回路６Ａと移相
器８の各出力信号を掛算し、ＣＹＣｌの出力電流（Ｕ相
）を制御するための電流パターン信号（正弦波信号）を
出力する電流パターン指令回路、１０はＣＹＣｌのＵ相
のサイリスク回路Ｕ ｐ 、Ｕ Ｎの出力電流を検出す
る電流検出器、１１は電流パターン信号と電流検出器１
０の出力信号を突き合わせ増巾する電流偏差増巾器、１
２は電流偏差増巾器１１の出力信号に従ってＣＹＣｌの
サイリスク回路Ｕ ｐ ＋ Ｕ Ｎ Ａ転弧位相を制御
する自動パルス移相器、１３はサイリスク回路ＵＰ Ｕ
Ｎの出力電流の向きに応じて、サイリスク回路Ｕｐある
いはＵＮにゲート信号を供給するゲート出力回路である
。
度指令回路、５は速度指令回路４からの速度指令信号と
速度発電機３の速度帰還信号を突き合わせて増巾する速
度偏差増巾器、６Ａは速度偏差増巾器５の出力信号（ト
ルク指令信号）τＰと電圧設定信号ＥＰに基づき電流信
号を出力する電流指令回路、６Ｂはトルク指令信号τＰ
と電圧設定信号ＥＰに基づき電動機電流の移相量を演算
する移相量演算回路、７は電動機２の回転軸の回転角に
応じた位相を有する３相正弦波位置信号を出力する位置
検出器、８は移相量演算回路６Ｂの出力信号に応じて位
置信号を移相する移相器、９は電流指令回路６Ａと移相
器８の各出力信号を掛算し、ＣＹＣｌの出力電流（Ｕ相
）を制御するための電流パターン信号（正弦波信号）を
出力する電流パターン指令回路、１０はＣＹＣｌのＵ相
のサイリスク回路Ｕ ｐ 、Ｕ Ｎの出力電流を検出す
る電流検出器、１１は電流パターン信号と電流検出器１
０の出力信号を突き合わせ増巾する電流偏差増巾器、１
２は電流偏差増巾器１１の出力信号に従ってＣＹＣｌの
サイリスク回路Ｕ ｐ ＋ Ｕ Ｎ Ａ転弧位相を制御
する自動パルス移相器、１３はサイリスク回路ＵＰ Ｕ
Ｎの出力電流の向きに応じて、サイリスク回路Ｕｐある
いはＵＮにゲート信号を供給するゲート出力回路である
。
なお、図においてはＣＹＣのＵ相のサイリスク回路Ｕ
ｐ ｙ Ｕ Ｎに対する制御回路のみを示しており、部
品番号８〜１３までは他の相に対しても同様の制御回路
を設けることになるが、それらについては記述を省略す
る。
ｐ ｙ Ｕ Ｎに対する制御回路のみを示しており、部
品番号８〜１３までは他の相に対しても同様の制御回路
を設けることになるが、それらについては記述を省略す
る。
第４図に移相量演算回路６Ｂと位相器８の詳細回路構成
図を示す。
図を示す。
第４図において、２０は電圧設定信号ＥＰを２乗する２
乗回路、２１はトルク指令信号τＰを２乗する２乗回路
、２２は両２乗回路２０．２１の出力信号ＥＰ２．τＰ
２を加算する加算器、加算器２２の出力信号の平方根（
電流指令信号ＩＰに相当する）を求める平方根回路、２
４．２５は割算器で、以上の部品２０〜２５で移相量演
算回路８が構成される。
乗回路、２１はトルク指令信号τＰを２乗する２乗回路
、２２は両２乗回路２０．２１の出力信号ＥＰ２．τＰ
２を加算する加算器、加算器２２の出力信号の平方根（
電流指令信号ＩＰに相当する）を求める平方根回路、２
４．２５は割算器で、以上の部品２０〜２５で移相量演
算回路８が構成される。
２６は割算器２４の出力信号ａと位置信号ＨＵを掛算す
る掛算器、２７は割算器２５の出力信号すと位置信号Ｈ
Ｕを掛算する掛算器、２８は加算器で、この加算器２８
の出力信号ＰＵが移相位置信号となる。
る掛算器、２７は割算器２５の出力信号すと位置信号Ｈ
Ｕを掛算する掛算器、２８は加算器で、この加算器２８
の出力信号ＰＵが移相位置信号となる。
次に、本発明の動作原理を説明するに、まず、本発明の
理解を容易にするため逆相励磁について説明する。
理解を容易にするため逆相励磁について説明する。
第２図は１次巻線と２次巻線のそれぞれに３相正弦波電
流を互いに逆相の関係となるように流した場合の、１次
巻線起磁力Ｆ１と２次巻線起磁力Ｆ２の関係を示す。
流を互いに逆相の関係となるように流した場合の、１次
巻線起磁力Ｆ１と２次巻線起磁力Ｆ２の関係を示す。
いずれの起磁力も、各巻線が３相正弦波電流で励磁され
るため、等速度で回転する円形磁界を作る。
るため、等速度で回転する円形磁界を作る。
いま、時刻１＝０においで、Ｆｌが図示０１の位置にあ
り、Ｆ２が図示０□にあったとする。
り、Ｆ２が図示０□にあったとする。
その時、Ｆｌ、Ｆ２による電磁力によって回転子（２次
側）はトルクを受は時計方向に回転する。
側）はトルクを受は時計方向に回転する。
次に時間が経過しｔ秒後となった状態についてみると、
Ｆｌは図示のよううに電気角でωＨｔ（ただしωＨは励
磁角周波数）だけ進んでいる。
Ｆｌは図示のよううに電気角でωＨｔ（ただしωＨは励
磁角周波数）だけ進んでいる。
一方、回転子は電気角でωｒｔ（ただし、ωｒは回転角
周波数）だけ進み、Ｆ２は２次側が逆相に励磁される関
係からωｒｔ−ωＨｔだけ進むことになる。
周波数）だけ進み、Ｆ２は２次側が逆相に励磁される関
係からωｒｔ−ωＨｔだけ進むことになる。
今、角周波数ωＨがωｒの１となるように設定すれば、
起磁力Ｆ２はωｒ ｔ −ωＨｔ ＝ωＨｔ −−−（
２）だけ進むことになる。
起磁力Ｆ２はωｒ ｔ −ωＨｔ ＝ωＨｔ −−−（
２）だけ進むことになる。
したがって、ＦｌとＦ２の位相関係は時刻ｔ＝０と変わ
ることがなく、トルクは連続して発生し、回転子は回転
を続ける。
ることがなく、トルクは連続して発生し、回転子は回転
を続ける。
１次励磁角周波数ω□と回転角速度、ｒ（Ｐは極対数）
の関係についてみると、回転速度はａ ２（ＤＨになる。
の関係についてみると、回転速度はａ ２（ＤＨになる。
すなわち、周波数変換器の出力周波数の上限が一定でも
従来のものに比べ回転速度を２倍にできる。
従来のものに比べ回転速度を２倍にできる。
このように、逆相励磁することにより回転速度を２倍に
できるが、次に本発明の詳細な説明する。
できるが、次に本発明の詳細な説明する。
上述のように逆相励磁したときの１次巻線と２次巻線に
誘起する電圧Ｅ１．Ｅ２についてみると、第３図のベク
トル図に示すようにＦｌとＦ２のなす角が２δの場合、
各電圧に対して次式の関係が成立する。
誘起する電圧Ｅ１．Ｅ２についてみると、第３図のベク
トル図に示すようにＦｌとＦ２のなす角が２δの場合、
各電圧に対して次式の関係が成立する。
すなわち、電圧は起磁力の大きさと角度δの余弦に比例
する。
する。
さらに各巻線の電圧は直列に接続されるもの同志におい
て位相が一致する。
て位相が一致する。
それは各巻線は磁束を発生させるための励磁電流を共通
して供給するように作用するからである。
して供給するように作用するからである。
それゆえ、電動機の端子電圧ＥＭ（１次電圧と２次電圧
のベクトル和）についても前述と同様に次式が成立する
。
のベクトル和）についても前述と同様に次式が成立する
。
ＥＭｏＣＩＣＯ８δ・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（４）■：電流の大きさで、起
磁力Ｆに■は比例する。
・・・・・・・・・・・（４）■：電流の大きさで、起
磁力Ｆに■は比例する。
さて、角度δが固定の場合についてみると、電流■に比
例して電圧ＥＭが変化する特性すなわち直巻特性となる
。
例して電圧ＥＭが変化する特性すなわち直巻特性となる
。
一方、ＣＯ８δを■に反比例する如く制御するならば、
′ＥＭを■の変化に対して一定にできることを（４）式
は示している。
′ＥＭを■の変化に対して一定にできることを（４）式
は示している。
本発明は、この原理に基づいて分巻特性を得るようにし
たものである。
たものである。
次に、第１図に戻りその動作を説明する。
位置検出器７は振巾が一定な次式に示すような２組の３
相正弦波位置信号ＨＵ−Ｈｗ’、ＨＵ’−、ＨＷ’を出
力する。
相正弦波位置信号ＨＵ−Ｈｗ’、ＨＵ’−、ＨＷ’を出
力する。
このように、各相毎にＨＵ′、ＨＶとＨ■′およびＨｗ
とＨＪの如く９００位相差の２組の位置信号を得るのは
両者を加算することにより位置信号Ｈｇ、Ｈｙ、ＨＷに
対し任意位相の正弦波信号を得るためである。
とＨＪの如く９００位相差の２組の位置信号を得るのは
両者を加算することにより位置信号Ｈｇ、Ｈｙ、ＨＷに
対し任意位相の正弦波信号を得るためである。
Ｈｇ＝ｓｉｎ（ωＨｔ十１２００）
Ｈｙ＝ｓｉｎ（ωＨｔ）
ＨＷ＝ ｓ ｉ ｎ （ωＨｔ −１２００）ＨＵ′−
ＣＯ３（ωＨｔ＋１２００） ＨＶ／−ＣＯ５（ωＨｔ） ｕｗ＝ｃｏｓ（ωＨｔ−１２０°）・・・・・・・・・
・・・（５）（５）式においてＷＨは位置信号の角周波
数で、電動機の励磁角周波数となる。
ＣＯ３（ωＨｔ＋１２００） ＨＶ／−ＣＯ５（ωＨｔ） ｕｗ＝ｃｏｓ（ωＨｔ−１２０°）・・・・・・・・・
・・・（５）（５）式においてＷＨは位置信号の角周波
数で、電動機の励磁角周波数となる。
なお、信号の振中値は一定であるので記述を省略する。
（５）式に示す位置信号のうちＨＵとＨｄは移相器８に
加えられ、信号ＨＵに対し所定位相だけ移相した移相位
置信号を得るようになされる。
加えられ、信号ＨＵに対し所定位相だけ移相した移相位
置信号を得るようになされる。
ここで、位置検出器７より（５）式の如き６個の位置信
号を得ているが、例えば位置検出器７からは９０°位相
差の信号ＨＶ。
号を得ているが、例えば位置検出器７からは９０°位相
差の信号ＨＶ。
Ｈ■′のみを得て、他の信号は周知の三角関数の加法定
理に基づき演算により求められる。
理に基づき演算により求められる。
さて、移相量演算回路６Ｂは第４図に示す如くトルク指
令信号τＰと電圧設定信号ＥＰに基づき次式の２つの信
号１ａ、ｂを出力する。
令信号τＰと電圧設定信号ＥＰに基づき次式の２つの信
号１ａ、ｂを出力する。
ａ＝ ｃｏｓδ
ｂ＝ｓｉｎδ
ここに、δ−ｊａｎ−”（τＰ／ＥＰ）・・・・・・・
・・・・・（７）具体的には２乗回路２０，２１で信号
ＥｐとτＰを２乗し、加算器２２で加算する。
・・・・・（７）具体的には２乗回路２０，２１で信号
ＥｐとτＰを２乗し、加算器２２で加算する。
この加算値ＥＰ２＋τＰ２を平方回路２３でその平方根
を求めると、この値は起磁力Ｆ１．Ｆ２を生じるための
電流指令信号ＩＰとなる。
を求めると、この値は起磁力Ｆ１．Ｆ２を生じるための
電流指令信号ＩＰとなる。
割算器２４，２５で信号１．Ｐ、つまり起磁力Ｆ１（ま
たはＦ２’）を演算すると、この割算器２４，２５から
（６）式の如き信号ａ。
たはＦ２’）を演算すると、この割算器２４，２５から
（６）式の如き信号ａ。
ｂが得られる。
・この信号ａ、ｂは移送器８に加えられる。
移相器８においては位置信号ＨＴＪと信号ａを掛算器２
６で掛算すると共に、信号ＨＵと信号すを掛算器２７で
掛算し加算器２８で加算する。
６で掛算すると共に、信号ＨＵと信号すを掛算器２７で
掛算し加算器２８で加算する。
その結果、加算器２８からは三角関数の加法定理によっ
て次式の如き移相位置信号ＰＵが得られる。
て次式の如き移相位置信号ＰＵが得られる。
ＰＵ−ＨＵ−ａ−ＨＵ−ｂ
＝ｃｏｓ（ωＨｔ＋１２０°十δ）・・・（８）この信
号ＰＵは（５）式に示す位置信号ＨＵを角度度δだけ移
相したものとなる。
号ＰＵは（５）式に示す位置信号ＨＵを角度度δだけ移
相したものとなる。
他の■相、Ｗ相に対しても同様にして次式の如き移相位
置信号Ｐ■、Ｐｗを得る。
置信号Ｐ■、Ｐｗを得る。
ＰＶ−ＨＶ−ａ−ＨＶ′・ｂ
−ＣＯＳ（ωＨｔ十δ）・・・・・・・・・・・・・・
・（９）Ｐｗ−Ｈｗ−ａ−Ｈ寅・ｂ ＝ ｃｏｓ （ωＨｔ−１２００＋δ） ・（１（ｊ一
方、電流指令回路６Ａは信号ＥＰとＩＰを入力し、次式
の如き電流指令信号ＩＰを出力する。
・（９）Ｐｗ−Ｈｗ−ａ−Ｈ寅・ｂ ＝ ｃｏｓ （ωＨｔ−１２００＋δ） ・（１（ｊ一
方、電流指令回路６Ａは信号ＥＰとＩＰを入力し、次式
の如き電流指令信号ＩＰを出力する。
この電流指令回路６Ａは第４図に示す移相量演算回路６
Ｂにおける２乗回路２０．２Ｌ加算器２２および平方根
回路２３とによる構成と等価なものである。
Ｂにおける２乗回路２０．２Ｌ加算器２２および平方根
回路２３とによる構成と等価なものである。
Ｉｐ＝Ｊ扁下「石７・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・（ＩＩ）移相位置信号ＰＵと電流指令信号Ｉ
Ｐは電流パターン指令回路９で掛算される。
・・・・・（ＩＩ）移相位置信号ＰＵと電流指令信号Ｉ
Ｐは電流パターン指令回路９で掛算される。
その結果、電流パターン指令回路９からは信号ＰＵを信
号ＩＰで振幅変調した次式の如き電流パターン指令信号
ＩＰＵが得られる。
号ＩＰで振幅変調した次式の如き電流パターン指令信号
ＩＰＵが得られる。
■ＰＵ＝■１・ＰＵ・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・（２）他の相についても同様にして次
式の如き電流パターン信号ＩＰＵ、、ＩＰＷを得る。
・・・・・・・・（２）他の相についても同様にして次
式の如き電流パターン信号ＩＰＵ、、ＩＰＷを得る。
ＩＰＶ−ＩＰ・ＰＶ ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・（１３）ＩＰＷ”＝ＩＰ・ｐｗ ・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・圓こ
のようにして得られた電流パターン指令信号ＩＰＵに基
づき自動パルス移相器１２によりサイリスク回路Ｕｐｐ
ＵＮの点弧制御を行う。
・・・・・・・・・（１３）ＩＰＷ”＝ＩＰ・ｐｗ ・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・圓こ
のようにして得られた電流パターン指令信号ＩＰＵに基
づき自動パルス移相器１２によりサイリスク回路Ｕｐｐ
ＵＮの点弧制御を行う。
この制御は周知の静止レオナードにおける電流制御と同
様であり、詳細説明を省略する。
様であり、詳細説明を省略する。
したがって、Ｕ相の一次電流は電流パターン指令信号Ｉ
ＰＵに比例する如く制御される。
ＰＵに比例する如く制御される。
他の相についても同様に制御され、各相１次電流ｉＵｔ
〜ｉｗ１は次式で表わされる。
〜ｉｗ１は次式で表わされる。
１Ｕｔ＝ｋＩＰＵ
ｉＶ１＝ｋＩＰＶ
ｉＷ１＝ｋＩＰＷ・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・曲・（２）ｋ：定数 また、２次巻線は１次巻線と直列に接続されているため
、電流は両巻線を共通に流れる。
・・・・・曲・（２）ｋ：定数 また、２次巻線は１次巻線と直列に接続されているため
、電流は両巻線を共通に流れる。
それゆえ、２次電流１ｔＪｚ〜ＩＷ２は次式で表わされ
る。
る。
ＩＵ２−ＩＷＩ
’Ｖ２＝ＩＶ１
１Ｗ２””ＩＵＩ
このように電流が流れる結果、起磁力Ｆ１． Ｆ２は以
下に述べるようになる。
下に述べるようになる。
すなわち、まずその大きさについては、前述した関係か
ら電流指令信号ＩＰに比例するようになる。
ら電流指令信号ＩＰに比例するようになる。
また、ＦｌとＦ２のなす角については２δとなる。
それは、１次と２次の両■相巻線のみの起磁力方向が一
致する時点において、位置信号の位相が（５）式に示す
ｔを零とおいた値となる如く設定しであるからである。
致する時点において、位置信号の位相が（５）式に示す
ｔを零とおいた値となる如く設定しであるからである。
この結果、電動機端子電圧ＥＭおよび発生トルクτに対
して次式が成立する。
して次式が成立する。
ＥＭＣＸ：ＩＰ 、ＣＯ３δ
ＣＸ：ＥＰ（一定値）・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（Ｌητ ＣＫ： ■ｐ Ｓｉｎδ ■ ＩＰ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（１８）（ｌη、（転）式の関係
を第３図のベクトル図にて説明する。
・・・（Ｌητ ＣＫ： ■ｐ Ｓｉｎδ ■ ＩＰ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・（１８）（ｌη、（転）式の関係
を第３図のベクトル図にて説明する。
第３図において、Ｆｌ ａｔ Ｆ２ ａは軽負荷時にお
ける１次および２次巻線起磁力、δａはその際における
空隙磁束φと各起磁力のなす角、Ｆｌｂ。
ける１次および２次巻線起磁力、δａはその際における
空隙磁束φと各起磁力のなす角、Ｆｌｂ。
Ｆ２ｂは重負荷時における１次および２次巻線起磁力、
δｂはその際における空隙磁束φと各起磁力のなす角で
ある。
δｂはその際における空隙磁束φと各起磁力のなす角で
ある。
起磁力Ｆ１．Ｆ２によって空隙磁束φはそれらのベクト
ル合成に応じて生じる。
ル合成に応じて生じる。
したがって、軽負荷時と重負荷時のそれぞれにおいて、
角度δが起磁力Ｆの大きさに応じ図示の関係、すなわち
Ｆｃｏｓδが一定となる如く制御されるならば、磁束φ
の大きさは変動することがない。
角度δが起磁力Ｆの大きさに応じ図示の関係、すなわち
Ｆｃｏｓδが一定となる如く制御されるならば、磁束φ
の大きさは変動することがない。
すなわち、電流の大小に応じては端子電圧ＥＭは変動し
ない特性が得られる。
ない特性が得られる。
一方、トルクの大きさは空隙磁束φと起磁力Ｆのベクト
ル積に比例する。
ル積に比例する。
すなわち、φが一定の条件ではトルクはＦｓｉｎδに比
例することとなる。
例することとなる。
電流（起磁力）の大きさと角度δカ雉１）式および（７
）式の関係に従い制御される結果、磁束量（端子電圧）
は設定置ＥＰに、またトルクはトルク指令τＰに比例す
ることとなり、（１ηおよび開式の関係が得られる。
）式の関係に従い制御される結果、磁束量（端子電圧）
は設定置ＥＰに、またトルクはトルク指令τＰに比例す
ることとなり、（１ηおよび開式の関係が得られる。
このようにして所期の目的が遠戚される。
以上のように、一次巻線と二次巻線を直列接続し、逆相
励磁して回転速度を上昇させる際に、トルク指令信号と
電圧設定信号に応じて電流の太きさを制御すると共に、
両信号に応じて電流位相が空隙磁束に対して所定値とな
るように制御することにより空隙磁束量つまり端子電圧
を設定値にしてトルクの大きさを変えることができる。
励磁して回転速度を上昇させる際に、トルク指令信号と
電圧設定信号に応じて電流の太きさを制御すると共に、
両信号に応じて電流位相が空隙磁束に対して所定値とな
るように制御することにより空隙磁束量つまり端子電圧
を設定値にしてトルクの大きさを変えることができる。
換言すると、電動機の運転特性を分巻特性にすることが
できる。
できる。
以上説明したように本発明によれば、一次巻線と二次巻
線を逆相に接続してその動作特性を分巻特性にすること
ができ、その結果として圧延機駆動用として採用可能に
なる。
線を逆相に接続してその動作特性を分巻特性にすること
ができ、その結果として圧延機駆動用として採用可能に
なる。
なお、以上の説明では、完全な分巻特性が得られるもの
について示したが、直巻と分巻の中間的特性である複巻
特性を有するものも同様の制御により得ることができる
。
について示したが、直巻と分巻の中間的特性である複巻
特性を有するものも同様の制御により得ることができる
。
それは、前記実施例では一定値であった電圧指令信号を
、電流に応じて適度に変化するよう回路を構成すれば実
現できる。
、電流に応じて適度に変化するよう回路を構成すれば実
現できる。
また、本発明は、周波数変換器が実施例の形態のものに
限らず、他の種類の周波数変換器を用いても同様の効果
が得られる。
限らず、他の種類の周波数変換器を用いても同様の効果
が得られる。
さらに、電動機の巻線の相数は３に限らず、他の多相で
あってよい。
あってよい。
第１図は本発明の一実施例を示す電動機制御装置の構成
図、第２，３図は本発明の動作原理を説明するための図
、第４図は第１図に示す回路部品の詳細な回路構成図で
ある。 １・・・・・・サイクロコンバータ、２・・・・・・誘
導電動機、３・・・・・・速度発電機、４・・・・・・
速度指令回路、５・・・・・・速度偏差増巾器、６Ａ、
６Ｂ・・・・・・関数発生器、７・・・・・・位置検出
器、８・・・・・・移相器、９・・・・・・掛算器、１
０・・・・・・電流検出器、１１・・・・・・電流偏差
増巾器、１２・・・・・・自動パルス移相器、１３・・
・・・・ゲート出力回路。
図、第２，３図は本発明の動作原理を説明するための図
、第４図は第１図に示す回路部品の詳細な回路構成図で
ある。 １・・・・・・サイクロコンバータ、２・・・・・・誘
導電動機、３・・・・・・速度発電機、４・・・・・・
速度指令回路、５・・・・・・速度偏差増巾器、６Ａ、
６Ｂ・・・・・・関数発生器、７・・・・・・位置検出
器、８・・・・・・移相器、９・・・・・・掛算器、１
０・・・・・・電流検出器、１１・・・・・・電流偏差
増巾器、１２・・・・・・自動パルス移相器、１３・・
・・・・ゲート出力回路。
Claims (1)
- １１次巻線と２次巻線を逆相に接続された誘導電動機と
、該誘導電動機の回転子の位置信号を出力する位置検出
器と、前記誘導電動機に可変周波の交流電流を供給する
周波数変換器と、該周波数変換器の出力電流を制御する
電流制御回路と、速度指令信号と速度帰還信号を比較し
トルク指令信号を出力する速度制御回路と、前記トルク
指令信号と前記誘導電動機の端子電圧を定める電圧設定
信号の大きさに応じた電圧指令信号を出力する電流指令
回路と、前記トルク指令信号と電圧指令信号に応じて前
記位置信号を移相する移相器とを具備し、前記電流制御
回路は前記周波数変換器の出力電流の大きさを前記電流
指令信号に比例し、その位相が前記移相された位置信号
と同位相となるように制御することを特徴とする誘導電
動機の制御装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53001122A JPS5855759B2 (ja) | 1978-01-11 | 1978-01-11 | 誘導電動機の制御装置 |
| DE2900735A DE2900735C2 (de) | 1978-01-11 | 1979-01-10 | Anordnung zur Speisung eines Asynchronmotors |
| US06/002,799 US4277735A (en) | 1978-01-11 | 1979-01-11 | Control apparatus for induction motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP53001122A JPS5855759B2 (ja) | 1978-01-11 | 1978-01-11 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5494626A JPS5494626A (en) | 1979-07-26 |
| JPS5855759B2 true JPS5855759B2 (ja) | 1983-12-12 |
Family
ID=11492641
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP53001122A Expired JPS5855759B2 (ja) | 1978-01-11 | 1978-01-11 | 誘導電動機の制御装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4277735A (ja) |
| JP (1) | JPS5855759B2 (ja) |
| DE (1) | DE2900735C2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61140759U (ja) * | 1985-02-20 | 1986-08-30 |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4994684A (en) * | 1989-01-30 | 1991-02-19 | The State Of Oregon Acting By And Through The State Board Of Higher Education On Behalf Of Oregon State University | Doubly fed generator variable speed generation control system |
| US4982147A (en) * | 1989-01-30 | 1991-01-01 | State Of Oregon Acting By And Through The State Board Of Higher Education On Behalf Of Oregon State University | Power factor motor control system |
| US5239251A (en) * | 1989-06-30 | 1993-08-24 | The State Of Oregon Acting By And Through The State Board Of Higher Education On Behalf Of Oregon State University | Brushless doubly-fed motor control system |
| US5028804A (en) * | 1989-06-30 | 1991-07-02 | The State Of Oregon Acting By And Through The State Board Of Higher Education On Behalf Of Oregon State University | Brushless doubly-fed generator control system |
| US5083077A (en) * | 1990-07-31 | 1992-01-21 | The State Of Oregon Acting By And Through The State Board Of Higher Education On Behalf Of Oregon State University | Brushless doubly-fed generation system for vehicles |
| US5642044A (en) * | 1994-09-19 | 1997-06-24 | Ford Motor Company | Method and apparatus for exciting a three-phase variable reluctance position sensor |
| US5796248A (en) * | 1994-09-19 | 1998-08-18 | Ford Motor Company | Method and apparatus for commutating a three-phase variable reluctance motor |
| JP3450710B2 (ja) * | 1997-10-24 | 2003-09-29 | オークマ株式会社 | スウィッチトリラクタンスモータ |
| US6784634B2 (en) * | 2001-09-14 | 2004-08-31 | Edwin A. Sweo | Brushless doubly-fed induction machine control |
| US7161257B2 (en) * | 2004-03-08 | 2007-01-09 | Ingersoll-Rand Energy Systems, Inc. | Active anti-islanding system and method |
| FR3021468B1 (fr) * | 2014-05-22 | 2017-11-03 | Valeo Equip Electr Moteur | Machine electrique tournante pour vehicule automobile |
| US10100835B2 (en) | 2015-09-15 | 2018-10-16 | General Electric Company | Fluid extraction system and related method of controlling operating speeds of electric machines thereof |
| JP6583124B2 (ja) * | 2016-04-26 | 2019-10-02 | 株式会社デンソー | シフトレンジ制御装置 |
| JP6536465B2 (ja) * | 2016-04-26 | 2019-07-03 | 株式会社デンソー | シフトレンジ制御装置 |
| JP6565783B2 (ja) * | 2016-04-26 | 2019-08-28 | 株式会社デンソー | シフトレンジ制御装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3851234A (en) * | 1973-05-09 | 1974-11-26 | Gen Electric | Control system for obtaining and using the optimum speed torque characteristic for a squirrel cage induction motor which guarantees a non-saturating magnetizing current |
| US3911340A (en) * | 1973-10-01 | 1975-10-07 | Gen Electric | Method and apparatus for automatic IR compensation |
| US4019105A (en) * | 1975-09-26 | 1977-04-19 | General Electric Company | Controlled current induction motor drive |
| DE2644748C3 (de) * | 1976-10-04 | 1982-08-26 | Zinser Textilmaschinen Gmbh, 7333 Ebersbach | Anordnung zur Regelung der Drehzahl einer Asynchronmaschine |
| US4088935A (en) * | 1976-10-04 | 1978-05-09 | General Electric Company | Stabilizing scheme for an a-c electric motor drive system |
-
1978
- 1978-01-11 JP JP53001122A patent/JPS5855759B2/ja not_active Expired
-
1979
- 1979-01-10 DE DE2900735A patent/DE2900735C2/de not_active Expired
- 1979-01-11 US US06/002,799 patent/US4277735A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61140759U (ja) * | 1985-02-20 | 1986-08-30 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2900735A1 (de) | 1979-07-12 |
| US4277735A (en) | 1981-07-07 |
| JPS5494626A (en) | 1979-07-26 |
| DE2900735C2 (de) | 1983-08-11 |
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