JPS5882970A - 直流エレベ−タの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は直流エレベータ−の制御装置に係シ、特に、全
波ブリッジを用いて交流電源から直流出力を得て直流電
動機の電機子電流を制御する直流エレベータ−の制御装
置に関する。

３相交流電源から可変直流電圧を得て、それを直流電動
機の電機子に与えるようにしてなるエレベータ−制御装
置の１例を第１図に示す。

エレベータ−は第１図に示すように、駆動電動機Ｍに直
結したシープＳに掛けたロープＲを介してケージＣとカ
ウンターウエートＣＷがつるべ状に構成し、駆動電動機
Ｍを回転してケージＣは上・下に走行する。

ケージＣとカウンターウエートＣＷがつるべ状に構成し
ていることや、大きな慣性を加速、減速する必要から駆
動電動機Ｍは大きな正又は負のトルクを発生する必要が
ある。

駆動電動機Ｍの発生トルクは ＴＭ”ζφ・ＩＬ　　　　　　・・・川・・・・・・・
・・−、−（１）ここに ＴＭ：駆動電動機の発生トルク ζφ：駆動電動機の界磁束 ＴＬ：駆動電動機の電機子電流 で表わせる。正又は負のトルクを得るには界磁束ζφか
ｔ機子篭流Ｉｔのどちらかの極性を変えることで得られ
る。

第１図に示すものは電機子電流ＩＬを一方向にして、界
磁電流を正、負両方向に流し、界磁束ζφを正又は負に
して正、負のトルクを得る方式このように構成すること
で、大きな電機子電流を制御する大容量のサイリスタブ
リッジが１組でよく経済性だけでなく、信頼性の優れた
装置ができる特徴がある。

この制御方式の動作について説明する。

駆動電動機Ｍの速度を速度発電機ＰＧで検出して実際の
速度Ｖと速ｉ指令Ｐを速度制御部ｃｓに入力する。速度
制御部Ｃ８は両者の偏差が零になるように動作し出力を
発生し、所要トルク指令Ｔとして作用する。

速度制御部Ｃ８の出力Ｔが小さな領域では関数発生器Ｆ
、は小さな一定値の出力Ｓ、を発生し、−＃Ｌ機子電流
指令となる。関数発生器Ｆｔは正又は負の出力ｉｆを発
生し、界磁電流指令となる。

出力Ｔが大きな領域では関数発生器Ｆｔは正又は負の最
大の出力ｉ、を発生し、定格界磁電流指令となシ、関数
発生器Ｆ、は一方向の大きな出力Ｓ１を発生し、大きな
トルクを発生するように作用する。

このように構成することによシ、所要トルクの小さい領
域で界磁の銅損と鉄損が少なくできるので電機子回路に
３相全波サイリスタブリッジ２組備えた静止レオナード
方式よシ消費電力が少ないという特徴を有し、ている。

しかし、これらサイリスタを用い位相角を制御して３相
交流電源から可変直流電圧を得て、それを駆動電動機の
電機子に与えるようにしてなるエレベータ−の制御装置
は力率が低いという欠点がある。この力率について第１
図の３相全波サイリスタブリツジを用いて説明する。３
相交流電源Ｅ、からのＵ、Ｖ、Ｗの３相の電圧を６個の
サイリスタｕｌ　ｔ　Ｕ２　＋　　Ｖｔ　＋　　Ｖｔ　
ｅ　Ｗｔ　　＊　Ｗｚ　よシなる３相全波サイリスタブ
リツジの交流端子に与えたときの３相全波サイリスタブ
リツジの出力電圧ＥＬは、各サイリスタのゲートパルス
を発生する位相を制御することによって制御され、シー
プＳを回転することによって、ロープＲを介してカウン
ターウェイトＣＷとつるべ状に吊り下げられたケージＣ
を駆動する駆動電動機の電機子Ｍに印加される。

ゲートパルスを発生する位相〔サイリスタＵ。

については、ｕ、ｗｓｔｙ：；電圧が正に切シ替った時
点からの電気角の連れで表わすことができ、以後これを
制御遅れ角と称する。ンがαであるときの直流出力電圧
Ｅ、は、 ３ｖ’Ｔ Ｅ、＝□・Ｅ、・ωＳα　・・・・・・・・・・・・・
旧・・（２）π で表わされるが、制御遅れ角αが零で、直流出力電圧Ｅ
０が最大のときと、α＝９０°で直流出力電圧Ｅ０が零
のときの出力電圧波形、Ｕ相電圧波形、Ｕ相電流波形の
関係は、第２図（ａ）、　（ｂ）に示すようになる。第
２図（ａ）は、駆動電動機の電機子Ｍの時定数が電源の
周期より十分長いと仮定し、かつ、負荷の直流電圧Ｅ　
ｔ、　ｓつまり、駆動電動機の逆起電力か出力電圧Ｅ、
よりわずかに低い値となっていると仮定した場合の波形
であり、Ｕ、Ｖ。

Ｗは相電圧、Ｅ、は出力電圧、ＵｌはＵ相電流である。

出力電圧ＥＬが最大のときには、Ｕ相電流Ｕ８の中心値
がＵ相電圧Ｕの中心値（最大値］に一致しており、Ｕ相
電流Ｕ１の基本波成分の位相は、Ｕ相電圧Ｕと一致して
おり、力率はこのような制御方式としては最高のものと
なる。

しかし、第２図（ｂ）に示すように、出力電圧Ｅｃが零
である場合は、Ｕ相電流Ｕｌの中心がＵ相電圧Ｕの零の
点に１）、Ｕ相電流Ｕ　Ｉ＝Ｏ基本波成盆は、Ｕ相電圧
Ｕから９０°遅れておシ、力率零であるといえる。この
ように、３相全波サイリスタブリツジの点弧角を制御す
ることによシ、出力電圧Ｅ。を制御する方式は、特に出
力電圧Ｅ０が低い範囲で力率が低くなるという欠点があ
る。

今、エレベータ−速度と力率の関係について説明する。

３相全波サイリスタブリツジの直流出力電圧と駆動電動
機の逆起電力の関係は Ｅｌ、＝Ｅ十ＩＬ　−’ＦＬ−・・・・・・・・・・・
・・旧・・（３）ここに Ｅｏ：直流出力電圧 ＥＬ：駆動電動機の逆起電圧 エレベータ−速度と駆動電動機の逆起電圧の関係は （２）式、（３）式、（４）式からエレベータ−速度と
力率の関係は、 ここに ζφ”Ｉｒ ζφ：駆動電動機の界磁束 Ｉｆ：駆動電動機の界磁電流 ■　＝エレベーター速度 ■Ｌ：負荷電流 ω　：駆動電動機の角速度 Ｒ，：電機子回路抵抗 Ｅ、：電源電圧 り、：シープ直径 で表わせる。

（５）式からエレベータ−速度Ｖと力率の関係を求める
と第３図の特性が得られる。

エレベータ−速度Ｖ、の加速と共に力率ｃｏｓαが高く
なシ、第１図に示す電源トランスＴｒが無い場合の力率
はｃｏｓα１のようになシ、定格速度における力率ｃｏ
ｓα、＝０．６５　　と低い値になる。したがって、電
源′トランスＴ、（第１図）を備えて駆動電動機の電圧
と電源電圧を整合して力率を高くシｃＯ５α２のように
している。しかしながらエレベータ−は必ず零速度から
出発し、しかも１階から２階へ運転する様な場合には定
格速度より十分低い速度で運転することが有る。その時
の力率はＣＯＳα３のような低力率となる。

さらに第１図に示す制御方式では所要トルクが小さい領
域で界磁電流Ｉｔを小さな値に制御するので界磁束ζφ
が小さくなるため力率ｃｏｓαが低くなり、第３図に示
すようにエレベータ−速度Ｖが定格速度であっても力率
はωＳα４のような低い値となる欠点がある。

そこで、出来るだけ力率の高い運転をするための一つと
して第１図に示した電源変圧器Ｔ、を備えている。この
電源変圧器を備えることは体積二重量が大きくなるだけ
でなく、消費電力が大きいという問題がある。

また、３相全波ブリッジ回路の出力電圧Ｅ、については
、電源周波数の６倍の周波数のものを基本波にしたリッ
プル成分が含まれるが、このリップル分は、出力電圧Ｅ
、が高いほど低く、出力電圧Ｅｔ、が零のとき最大とな
り、第２図（姉、（ｂ）のＵ相電流Ｕ１の脈動からもわ
かるように、出力電圧ＥＬが低いときには、出力電流の
リップル分が大きくなる。このため、出力電流の平均値
が等しい場合、出力電圧Ｅ、が低いほど直流電動機の電
磁騒音が大きくなる傾向にある。

駆動電動機の電磁騒音を小さくすることから電機子回路
に電流平滑用の直流リアクトル（ＤＣＬ）を備えている
。この直流リアクトルＤＣＬを備えることは体積・重量
が大きくなるだけでなく、消費電力が大きいという問題
がある。

本発明は上記に鑑みてなされたもので、その目的とする
ところは、制御可能な整流素子によりなる全波整流回路
でエレベータ−駆動電動機を制御し出力電圧が低い範囲
と所要トルクが小さい範囲の力率を改善することができ
、また、出力電流のリップル成分を低減することができ
る直流エレベータ−の制御装置を提供することにある。

本発明の特徴は、全波整流回路からなる電力変換器の少
なくとも正側アーム又は負側アームの一方を電流自己し
ゃ断機能を有する制御可能な整流素子よりなる電力変換
器と少なくとも電源周波数以上の周波数で上記電流自己
しゃ断機能を有する制御素子を開閉するゲート回路と電
力変換器の位相角とパルス幅を制御する手段を備えてな
る高力率電力変換器を用いてエレベータ−駆動電動機を
制御する構成とした点にある。

以下本発明を第１４図に示した実施例および第４図ない
し第１３図を用いて詳細に説明する。

第２図（ａ）、　（ｂ）に示すような出力電圧を得る場
合、６個のサイリスタは電流しゃ断機能をもたないサイ
リスタを用いて得られるが、ゲートにパルス状の逆電流
を流すことによ電流れている電流をしゃ断する機能をも
つサイリスタ（以下ＧＴＯと称する。また、トランジス
タを用いてもＧＴＯと同じ機能が得られるので、以後Ｇ
ＴＯと称する場合は、トランジスタを含むものとする。

）を用いれば力率を改善することができる。

第１図に示す３相全波サイリスタブリツジにおいて、従
来は、負荷電流Ｉｂが必らず電源Ｅ、を通って流れるよ
うにしているが、これに対して、例えば、サイリスタＵ
１　　とＵ２を同時に点弧して、負荷電流ＩＬが電源Ｅ
、を流れない期間を作るようにすれば、電源Ｅ、に流れ
る電流を低減することができる。

第４図は、本発明における３相全波ブリッジ回路の構成
図である。

図において、正側の各アームに接続されたＧＴＯＵｓ”
（＋ＴＯ％はＧＴＯ１負側の各アームに接続されたＵ！
〜Ｗ２はサイリスタであシ、との全波ブリッジの交流端
子には３相交流電源Ｅ、が接続されている。直流出力電
圧Ｅ、は、ＧＴＯＵ、〜ＧＴＯＷ、　　および、サイリ
スタＵ２〜Ｗ２のゲート制御によって制御され、抵抗Ｒ
ＬｓインダクタンスＬ　Ｌｓ直流電圧Ｅｔ、を含む負荷
りに印加される。

ここでは、負荷りの嗜定数ＬＬ／ＲＬは交流電源の周期
よシ十分長いと仮定し、直流電圧ＥＬは出力電圧Ｅ０よ
シ少し低い値になっていると仮定する。例えば、直流電
動機を制御するために、電機子回路を負荷とした場合に
このような条件となる。

第５図は、第４図の動作説明図であシ、相電圧Ｕ、Ｖ、
Ｗ、出力電圧Ｅ０およびＵ相電流ＩＵの波形を示す。こ
こで、ゲート°制御するための位相角をα（ＧＴＯＵｌ
　　で説明すると、Ｕ−Ｗ相の電圧が負から正に反転し
た時点からの遅れ角で表わし、以下制御遅れ角と称す）
、ＧＴＯＵＩ−ＧＴＯＷ、をチョッピングするパルス幅
をＰとする。

第５図（ｂ）は、制御遅れ角α＝０°　で負側サイリス
タＵ２〜Ｗ２を点弧し、そのときの制御遅れ角αによっ
て決まるＧＴ　０Ｕｓ−ＧＴＯＷｔの導通可能期間にパ
ルス幅ＰでＧ　Ｔ　ＯＵ＋〜ＧＴＯ％をチョッピングし
た場合の波形である。

この場合、第４図のループ■で示したように、ＧＴＯＵ
、　を点弧するとサイリスタＶ２ｔ−通して電流が流れ
、電源Ｅ、に負荷電流が流れる。次に、ＧＴ　ＯＵｌ　
　を遮断し、ＧＴＯＶｚ　を点弧すると、負荷＠、Ｆｊ
ｔ、　Ｉ　Ｌはループ■を流れて電源Ｅ、を通らない。

このときの出力電圧Ｅ０は零となる。したがって、出力
電圧Ｅ０の電圧波形は、第５図（ｂ）に示すように、パ
ルス幅Ｐで決まるパルス状の波形となる。

そこで、パルス幅Ｐを可変することによって、出力電圧
Ｅ０、およびＵ相電流Ｉｕを制御することができる。こ
の場合、出力電圧Ｅ０に対する相電流の位相遅れは極め
て小さく、力率を１に近づけることができる。

しかし、このパルス幅Ｐを狭くするには限界力；あり、
定格の１／１０程度以下まで出力電圧Ｅ０を制御するこ
とは難しく、エレベータ−のどとき零速度まで速度制御
を必要とするものにおいては実用に供しない。

そこで、本発明では、パルス幅Ｐを最短に保持した状態
で、次に、制御遅れ角αを制御することによって、出力
電圧Ｅ、を零まで連続的に制御し、エレベータ−の速度
制御に最適な制御装置を提供するものである。

第５図（Ｃ）は、パルス幅Ｐを最短に保持した状態で、
制御遅れ角α＝約９０°、すなわち出力電圧を零付近と
した場合の波形”である。すなわち、第４図のサイリス
タＵ２〜Ｗ２を制御遅れ角９０″で点弧すると共に、Ｇ
ＴＯＵ１〜ＧＴ　０％を、制御遅れ角９０″　によって
決まる導通可能期間中にノくルス幅Ｐでチョッピングす
るわけである。ＧＴＯＵ。

について言うと、第５図（ａ）のＵ相電圧Ｕの制御遅れ
角αの点からＶ相電圧Ｖの制御遅れ角αまでの期間、Ｇ
ＴＯＵ、　　をパルス幅Ｐでチョツど／グする。

したがって、図示するように、無効電力を十分小さくす
ることができ、低出力範囲における力率を向上すること
ができる。

以上述べた、出力電圧に対する位相角およびパルス幅の
関係を第６図に示す。図は、電圧指令Ｓｖに対するパル
ス幅Ｓｐと位相角Ｓｄとの関係で示している。横軸の電
圧指令Ｓｖは定格電圧に対する比率、縦軸のパルス幅Ｐ
および位相角αは、夫々、全導通幅に対する比率、制御
遅れ角度で表わしている。図から判るように、定格電圧
の０．１まではパルス幅Ｓｐを可変し、定格電圧の０．
１以下は位相角Ｓ、ｔを可変して零電圧まで制御するわ
けである。

このような、電圧指令Ｓｖに応じたパルス幅Ｐおよび位
相角αを得る方法は種々考えられるが、その−例を第７
図に示す。この第７−は、図示特性の関数発生器Ｆ、お
よびＦｐを用いて構成したものである。この８ｐおよび
８ａを、夫々ノ（ルス幅指令および位相角指令とし、Ｇ
ＴＯＵＩ　−ＧＴＯＷ。

およびサイリスタＵ２〜Ｗ２をゲート制御することによ
り、電圧指令Ｓｖに応じた電圧制御が可能となる。

すなわち、パルス＋１Ｐを０，１に一定にしておいて、
制御遅れ角αを９０°から０°　まで変えると、てＰを
０．１から１まで変えると出力電圧は最大負出力電圧を
制御するときはαを９０″　　から１８０°　まで変え
ると出力電圧は０から増加する。この正出力電圧の様子
を第８÷説明する。出力電圧Ｅ、は指令電圧Ｓ　ｖ　＝
０．１以下で位相制御して零電圧まで連続的に制御でき
、また力率ＣＯ３αは低電圧領域から＃１ぼｌという高
力率にすることができる。エレベータ−のごとき必らず
零速度から出発し、低速度領域で運転するものには最適
なものとなる。

以上述べた動作原理に基づく本発明の具体的一実施例に
ついて、以下第９図〜第１３図を用いて説明する。

第９図は、本発明による電力変換装置の全体構成図であ
る。ここでゲート制御回路ＧＣは主に、移相信号発生回
路ＰＳ１チョッピング信号発生回路Ｃ８Ｇ、ゲートパル
ス発生回路ＰＣとから構成している。他の部分は、前記
と同一であり、ゲート制御回路ＧＣは関数発生器Ｆａお
よびＦｐからの位相角指令信号Ｓｔおよびパルス幅指令
信号Ｓｐに応じて、ＧＴ　ＯＵ＋　−ＧＴ　ＯＷｔおよ
びサイリスタＵ２〜Ｗ２のゲート制御を行なうよう構成
している。

次にその詳細を説明する。図において、３相電源Ｅ、を
トランスＴ、で中性点を有する線間電圧ＵＷ、ＶＵ、Ｗ
ＶＫ変換し、３相移相器ＰＵ。

ｐｖ、ｐｗに入力している。この移相器ＰＵ。

ｐｖ、ｐｗには位相指令信号Ｓσも入力する。位相指令
信号８ａは電圧指令信号Ｓｖが大きい範囲、すなわち、
出力電圧が大きい範囲で制御遅れ角αが０になるような
出力（第６図特性］を有す関数発生器Ｆａで作られる。

したがって移相器ＰＵ。

ｐｖ、ｐｗは、位相指令信号Ｓａに相当する位相パルス
を発生し、ゲートパルス発生回路ＰＣおよびチョッピン
グ信号発生回路ＣＧＳに入力する。

ここで、移相器ＰＵ、ＰＶ、ＰＷのビン番号４からは電
源Ｅ、の正半波、ビン番号２からは電源Ｅ１の負半波を
制御するパルスを発生する。また−ビン番号７は電源Ｅ
、の正半波、負半波両方のパルスＧＵ１′〜Ｇｗ１′、
ＧＵ２′〜Ｇ％′を発生するもので、公知のものである
。

このビン番号７が発生した正半波、負半波の移相パルス
信号ＧＵ、’〜ＧＷ１’　、　ＧＵ、’〜ＧＷ、’を同
期パルス発生回路Ｓに入力する。この同期パルス発生回
路Ｓは、後述するようにパルス発生器、フリップフロッ
プ等で構成しており、移相パルス信号ＧＵ、’−ＧＷ２
’に同期してパルス発生器を駆動し、あらかじめ設定し
九電源Ｅ、の周波数より高い周波数の同期パルスＰ６を
発生する。

この同期パルスＰ６はＧＴＯのパルス幅制御移相器ＰＰ
のチョッピング用基準パルスとして用いる。

ＧＴＯパルス幅制御移相器ＰＰには、パルス幅指令信号
Ｓｐを入力する。このＧＴＯパルス幅指令信号Ｓｐは電
圧指令信号Ｓｖが小さい範囲、すなわち、出力電圧が小
さい範囲ではパルス幅が小さく一定になる信号を、電圧
指令信号Ｓｖが大きい範囲、すなわち、出力電圧が大き
い範囲ではパルス幅が大きくなる信号（第６図特性ンを
発生する関数発生器Ｆｐによって得られる。このＧＴＯ
パルス幅制御移相器ＰＰは、同期パル２Ｐ６０周波数で
パルス幅指令信号Ｓｐに合ったチョッピング信号Ｃ８を
発生するもので、例えばシーメンス社製のＩＣ移相器Ｔ
ＣＡ７８０等がある。このチョッピング信号Ｃ８はゲー
トパルス発生回路ＰＣに入力する。

ゲートパルス発生回路ＰＣは、後述するように以上述べ
た入力信号を基に、　ＧＴＯＵ、〜Ｃ１ＴＯＷｆに対す
るゲート信号ＴＧＵ１〜ＴＧＷＩおよびサイリスタＵ２
〜Ｗ２に対するゲート信号ＴＧＵ２−ＴＧ％を発生する
。

このように本実施例では、ＧＴＯの）くルス幅制御移相
器ＰＰの入カバルスＰ６を３相移相器ＰＵ。

ＰＶ、ＰＷの移相信号に同期させることにより、チョッ
ピング信号Ｃ８と移相信号とを同期させている。　　゛ 第１０図は前記チョッピング信号発生回路ＣＧＳの一実
施例回路、第１１図はその動作説明用タイミングチャー
トである。

前記移相器ＰＵ、ＰＶ、ＰＷの端子７からは、位相指令
信号８ａによって移相された電源波形ＵＷ、ＶＵ、ＷＵ
の正半波および負半波の移相ノ（ルスＧＵ、’　、　Ｇ
Ｕ、’　、　ＧＶｔ’　、　ＧＶ、’　、　ＧＷ、’　
、　ＧＷ、’　力発生しておシ、ＮＡＮＤ素子の端子１
，２，１３、に入力されている。

ＮＡＮＤ素子ＮＡＩの端子１２からは、第１１図ニ示す
パルス列Ｐ８が発生し、移相器ＰＵ。

ＰＶ、ＰＷの移相信号ＧＵ□′〜ωぬ′を直列化した６
個のパルス列となる。すなわち、交流電源Ｅ１の６倍の
周波数となり電源周波数が５０Ｈ２とすると３００Ｈ２
のパルス列となる。これは第１３図のパルス列ＧＵＩ　
〜ＧＶ２と同一である。

このパルス列ＰｇをＤ形フリップフロップ回路素子ＦＦ
Ｉに入力する。Ｄ形フリップフロップ回路素子ＦＦＩは
パルス列Ｐ８のパルスＧＵｔ　’の立上り動作で出力Ｐ
１を発生する。

Ｄ形フリンプフロッグ回路素子ＦＦＩの出力Ｐ１は、Ｎ
ＡＮＤ回路ＮＡ２とプログラマブルなパルス発生器ＰＧ
の端子１４に入力する。このパルス発生器ＰＧは高精度
の水晶発振器を内蔵したハイブリッドＩＣで汎用性の大
きいクロック発生用ＩＣである。しかも、６本のプログ
ラム端子により６０ＫＨ２〜０．０００５Ｈ２ｔで５７
種類の出力周波数が選択できる。パルス発生器ＰＧは例
えば端子２，３，４，５，７．８を共通にして零電位に
プログラムし、ここでは６パルス列Ｐｓのパルス間に２
個のパルスを発生するようにし工おく。

したがって、パルス発生器ＰＧの端子９から出力Ｐ！を
発生し、ＮＡＮＤ回路ＮＡ２の端子１゜２とＤ形フリッ
プフロップＦＦＩの端子１１に入力する。これにより、
フリップフロップＦＦ１の端子９からはパルスＰ、を出
力し、この）くルス出力Ｐ３をコンデンサＣと抵抗Ｒで
鋸歯状の波形Ｐ、にして端子１に入力する。このときの
各ノζルスＰＨ−Ｐａを第１１図に示す。

鋸歯状波形Ｐ、でフリップフロップ回路素子ＦＦＩの端
子５の出力Ｐ１は“０”となる。

ＮＡＮＤ回路ＮＡ２のパルス出力Ｐ５はＰｌ　。

下となり、パルス列２８間、例えばＧＵｔ’　。

Ｇ％’間に２個のパルスを発生する。ノくルス出力Ｐ、
は′０”、′１”の出力である。そこで、負電位Ｖｍを
抵抗Ｒ３を経て抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２間に印加し、正・負
のパルスＰ６を得る。ＧＴＯノ（ルス幅制御移相ＱＰＰ
は正・負の）（ルスで動作するので効果的な回路である
。これにより、）ぐルスＰ６の周波数は電源周波数５０
Ｈ２に対して６００１（ｚと高い周波数が得られる。

以上、パルス列Ｐ、のＧＵ＋’　−ＧＷｔ’間について
（２２］ 述べたが、ＧＷ２′の立上りでもＤ形りリップフロップ
素子ＦＦの出力Ｐ１が゛得られ、パルス発生器Ｐ（）を
動作させるため同様な動作となることは勿論である。す
なわち、このパルス発生回路Ｓは、上記パルス列Ｐｓの
各パルスＧＵＬ’　械■ｔ’が入力される毎に上記動作
を行なう。したがって、パルス発生器ＰＧの出力は常に
移動信号ＧＵ、’−ＧＶ、’に同期した安定な動作とな
る。

このようにして得た出力パルスＰ６を、周知のＧＴＯパ
ルス幅制御移相器ＰＰに印加する。したがってパルス幅
制御移相器は、前記パルス幅指令信号Ｓｐに応じた時間
幅を有するチョッピング信号Ｃ８を発生する。

第１２図はゲートパル！発生回路ＰＣの一実施例回路、
第１３図はその動作説明用波形図である。

トコロチ、ＧＴＯＵＩ　−ＧＴＯＷＩ　＋７）ゲート信
号ＴＧＵ、〜ＴＧＷｌ　　には、２つの点弧モードがあ
る。

すなわち、ＧＴＯＵＩ　について説明すると、（７ｒＯ
Ｕ。

が点弧したとき負荷電流が電源に流入子る期間（出力電
圧が発生している期間であり、導通可能・期間と称す。

］、および負荷電流が電源に流入しない期間（出力電圧
が零の期間であり、短絡期間と称す。］である。前者の
期間をＧＵｌｌ、後者の期間をＧ　Ｕ＋　２とし、他の
ゲートパルスにも同様のサフィックスを付けて、その期
間を第１３図に示す。なお、この第１３図は、制御遅れ
角がαのときの状態を示す。

ゲートパルスＴＧＵ＋はＧＴ　ＯＵ、が導通する期間正
電圧を発生し、非導通期間は零である信号であればよく
、ゲートパルスＴＧＵ２は負荷電流が連続している条件
であれば点弧時に狭幅パルスを発生するものであればよ
い。

このような信号を発生するための基本となる信号は、前
記３相移相器ＰＵ−ＰＷの端子２および４から入力され
る。これをパルス列で表現したものを第１３図（ｂ）に
示す。これから解るように、負側サイリスタＵ、〜Ｗ、
のゲートパルスＴＧＵ２〜ＴＧＷ、は、夫々、ＴＧＵ２
＝ＧＵ２．ＴＧｖ２＝ＧＶ２−ＴＧＷｇ　＝ＧＷｌ！で
ある。すなわち、３相移相器ＰＵ〜ＰＷの端子２の出力
を、そのままゲートパルスＴＯＩＪ２〜ＴＣ）Ｗ２とし
て使用すれば良い。

したがって以下、ＴＧＵ、−ＴＧＷ＋のゲートノ（ルス
について述べる。

第１３図（ｂ）のパルス群Ｇ　Ｖ　２〜ＧＷｔを７リツ
プフロツプ回路ＦＦＵ−ＦＦＷに夫々通せば、夫夫ＧＵ
！〜ＧＵ２．ＧＶ１〜Ｇｖ２．ＧＷ１〜ＧＷ、までの間
ＯＮ出力を継続するパルスＧＵ４　。

ＧＶ４−　ＧＷ４　　となる。これらのパルスＧ　Ｕ　
ａ〜ＧＷ４を第１３図（Ｃ）に示す。一方、チョッピン
グ信号発生回路ＣＧＳからは、パルス幅指令信号Ｓｐに
応じたパルス幅を有するチョッピング信号Ｃ８が入力さ
れている。第１３図（ｄ）は位相・々ルスＧＵＩに同期
したチョッピング信号Ｃ８のみを代表して示す。同様な
他の位相パルスに同期した信号も連続的に入力されてい
る。ここで、ＧＴＯＵ＋〜Ｇ　Ｔ　ＯＷｔに加えるべき
ゲートパルスＴＧＵ、−ＴＧＷＩは、次の論理式によシ
得られる。

そこで、上記パルスＧＵ４〜Ｇｗ４、およヒチョッピン
グ信号Ｃ８をＮＯＴ回路ＮＴへ入力し、その出力を３ゲ
一トＮＡＮＴ回路ＮＡ３へ入力して、上記論理式（１）
を満足するパルスを得る。次に、上記論理式（２）を満
足するように２ゲー）ＮＯＲ回路ＮＲに入力し、ゲート
パルスＴＧＵ、−ＴＧＷＩを得る。

以上のようにして、ゲートパルスＴＧＵ１〜Ｔ　ＧＷ。

およびＴＧＵ！−ＴＩＧＷ２を発生することができる。

上記した本発明に係る回路方式を用いて直流エレベータ
−を制御する回路の一実施例を第９図に示す。

図において、速度指令Ｐと駆動電動機の電機子Ｍに連結
した速度発電機ＰＧの出力とを速度制御Ｃ８で比較し、
その出力を電機子電流制御指令Ｓｃを得るための関数発
生器Ｆ、に入力する。

この電機子電流制御指令Ｓｃと電機子電流を検出する直
流変流器ＣＴの出力を比較器ＰＡで比較し、これらの偏
差を電圧指令として前記した位相角制御用関数発生器Ｆ
、パルス幅制御用関数発生器Ｆｐに入力し、それぞれ位
相角制御信号とパルス幅制御信号を得て、ゲート制御回
路ＧＣに入力する。ゲート制御回路ＧＣは第９図から第
１３図で説明したように動作し、ＧＴＯのゲートパルス
ＴＧＵ＋　、ＴＧＶ＋　、ＴＧｗｌを発生Ｌ　ＧＴ　Ｏ
Ｕｔ　〜ＧＴ　ＯＷｔのゲートに入力し、また、サイリ
スタＵ２．Ｖｔ　。

Ｗ２のゲートパルスＴＧＵ２−　ＴＧＶ２−　ＴＧＷ２
を発生しＵ２〜Ｗ２のゲートに入力する。このように構
成してサイリスタＵ２〜Ｗ２の制御遅れ角αとＧＴ　Ｏ
Ｕ＋　”ＧＴ　ＯＷｌの通流パルス幅を制御して電機子
電流を一方向に制御する。

一方、速度指令と速度発電機の出力との偏差を界磁電流
制御指令ｉ、を得るための関数発生器Ｆｔに入力する。

この界磁電流制御指令Ｓｔに応じて界磁電流制御用移相
器ＦＰ８およびプッシュプルサイリスタ増幅器ｔｈで界
磁巻線Ｆに流れる電流を正負の両方向に制御する。

電機子電流と界磁電流はケージＣとカウンターウエトＣ
Ｗがバランスした様な時やエレベータ−が一定速度で走
行した時のように、比較的小さなトルクの場合には関数
発生器Ｆ、とＦｆにより、□　電機子電流は小さな一定
値になるように制御し、界磁電流は大きさあるいは極性
を変化して負荷に合つ友トルクを発生するように動作す
る。また加減速時のように大きなトルクが必要な場合は
、界磁電流は一定にしておき、電機子電流を定格値より
も増加させるよ、うに制御するものである。

今、ケージＣに乗客が定格の１／２程度乗った場合につ
いて考えるとカウンターウエートＣＷとバランスするた
め駆動電動機はほとんどトルクが必要としないため速度
制御Ｃ８の出力Ｔは小さな値となる。

したがって、電機子電流は小さな一定値で、界磁電流も
小さな値となり、駆動電動機の逆起電圧は低い値となる
。

また、電機子電流指令Ｓｃは小さな値で、電流制御部Ｐ
Ａの出力である電圧指令Ｓｖが小さな値となる。

このような時には第６図で前述したようにパルス幅制御
用関数発生器Ｆｐはパルス幅が小さな値になるように動
作、位相角制御用関数発生器Ｆ、ｌは制御遅れ角αを小
さくなるように動作する。

本発明を実施した時のエレベータ−速度と力率の特性は
第１５図のようになり、低速度領域あるいは低トルク領
域でも力率を理想の値にすることが可能である。また、
ＧＴＯを高周波でオン・オフするため直流出力電流の脈
動が小さくなり、駆動電動機の電磁騒音が小さくなる。

第１６図は、単相交流と直流間の電力変換する場合の一
実施例である。同図（ａ）はその主回路であって、単相
交流電源Ｆｂと直流負荷り間に、ＧＴＯＲ，〜ＧＴＯ８
＋及びサイリスタＲ，’、Ｓ２から成るブリッジ回路を
接続している。このＧＴＯＲＩとＧＴＯ８＋　　及びサ
イリスタＲ２，Ｓ２の位相角αのみ制御した場合の出力
電圧Ｅ０を同図（ｂ）に示し、この位相角αに加えてＧ
Ｔ　ＯＲ＋　−ＧＴＯＳ　Ｉを開閉する時間幅Ｐを制御
した場合の出力電圧Ｅ０を同図（Ｃ）に示す。この図は
、制御遅れ角αを９０°　として出力電圧Ｅ０を零とし
た場合であシ、前記実施例と同時に、時間幅Ｐを最小に
すれば出力電圧Ｅ０を零としたときの力率を飛躍的に改
善することができる。また、同様に遅れ角αをθ〜１８
０゜まで制御し、時間幅Ｐを最大から最小まで制御すれ
ば順変換から逆変換までの全範囲にわたって制御するこ
とができる。

従来は比較的大容量負荷に対しては電機子電流のリップ
ルによる影響を考慮して三相の電力変換器を用いていた
が、ここで示した方式では単相でも従来の三相電力変換
器以上の性能を発揮し得る特徴がある。

本発明によれば力率改善できるのでサイリスタで構成し
た電力変換器で使用していた力率改善用の電源トランス
及び平滑用直流リアクトルが不要にできるので、これら
機器の損失がなくなシ省電力が図れるばかりでなく、装
置の小形・軽量化ができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のエレベータ−制御装置、第２図は従来の
電力変換器の動作波形、第３図は従来のエレベータ−の
力率特性図、第４図〜第１３図は本発明の一実施例であ
って、第４図は電力変換器の主回路例で第５図は波形図
、第６図、第７図は関数発生器、第８図は力率特性図、
第９図は電力変換器の全体構成図、第１０図はチョッピ
ング信号発生回路、第１１図は動作説明用タイミングチ
ャート、第１２図はゲートパルス発生回路、第１３図は
動作説明図、第１４図は本発明のエレベータ制御回路、
第１５図は本発明を実施した時の力率特性、第１６図は
他の実施例図である。 Ｅｌ・・・３相交流電源、Ｕ、Ｖ、Ｗ・・・３相電圧、
Ｌ・・・負荷、ＧＴＯＵ、−ＧＴＯＷ□・・・ゲートタ
ーンオフサ−イリスタ、α・・・制御遅れ角、Ｐ・・・
パルス幅、ＰＵ〜ＰＷ・・・移相器、Ｆ、ｔ、Ｆｐ・・
・関数発生器、ＧＣ・・・ゲート回路、Ｃ・・・ケージ
、ＣＷ・・・カウンターウ第Ｃ図 ｆ Ｐ 第８圀 ０　０、Ｉ　　Ｏ，２０，ｔ　　　　Ｏ，６０，８／、
θＶ 拵／６図 （２） （４ン 第１頁の続き ０発　明　者　島清哉 東京都千代田区丸の内−丁目５ 番１号株式会社日立製作所内 ０発　明　者　坂井吉男 ■出　願　人　日立エンジニアリング株式会社日立市幸
町３丁目２番１号

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、直流電動機によって駆動される直流エレベータ−の
   速度制御において、前記駆動電動機の電機子回路に電流
   自己しゃ新機能素子を含む第１の電力変換器と、前記駆
   動電動機の界磁電流を正負両方向に流す第２の電力変換
   器と、前記第１の電力変換器と第２の電力変換器の動作
   領、域を定める関数手段と、前記第４の電力変換器の位
   相角とパルス幅を制御する関数手段を備えたことを特徴
   とする直流エレベータ−の制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、第１の電力変換器
   は単相回路で構成した事を特徴とする直流エレベータ−
   の制御装置。 ３、特許請求の範囲第１項において、前記第１の電力変
   換器の正側又は負側の全アームに夫々電流遮断機能を有
   する開閉手段を接続して成ることを特徴とする直流エレ
   ベータ−の制御装置。 ４、特許請求の範囲第２項において、前記第１の電力変
   換器の正側又は負側の全アームに夫々電流遮断機能を有
   する開閉手段を接続して成ることを特徴とする直流エレ
   ベータ−の制御装置。