JPH0334312B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0334312B2 JPH0334312B2 JP56182453A JP18245381A JPH0334312B2 JP H0334312 B2 JPH0334312 B2 JP H0334312B2 JP 56182453 A JP56182453 A JP 56182453A JP 18245381 A JP18245381 A JP 18245381A JP H0334312 B2 JPH0334312 B2 JP H0334312B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- phase
- output voltage
- output
- circuit
- Prior art date
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- Elevator Control (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流エレベータの制御装置に係り、特
に３相全波サイリスタブリツジを用いた直流エレ
ベータ制御装置に関するものである。
に３相全波サイリスタブリツジを用いた直流エレ
ベータ制御装置に関するものである。
３相交流電源から可変直流電圧を得て、それを
直流電動機の電機子に与えるようにしてなるエレ
ベータの制御装置を第１図に示す。３相交流電源
EaからのＵ，Ｖ，Ｗの３相の電圧を６個のサイ
リスタU1，U2，V1，V2，W1，W2よりなる３相
全波サイリスタブリツジの交流端子に与えたとき
の３相全波サイリスタブリツジの出力電圧ELは、
各サイリスタのゲートパルスを発生する位相を制
御することによつて制御され、シーブＳを回転す
ることによつてロープＲを介してカウンターウエ
イトCWとつるべ状に吊り下げられたケージＣを
駆動する直流電動機の電機子Ｍに印加される。
直流電動機の電機子に与えるようにしてなるエレ
ベータの制御装置を第１図に示す。３相交流電源
EaからのＵ，Ｖ，Ｗの３相の電圧を６個のサイ
リスタU1，U2，V1，V2，W1，W2よりなる３相
全波サイリスタブリツジの交流端子に与えたとき
の３相全波サイリスタブリツジの出力電圧ELは、
各サイリスタのゲートパルスを発生する位相を制
御することによつて制御され、シーブＳを回転す
ることによつてロープＲを介してカウンターウエ
イトCWとつるべ状に吊り下げられたケージＣを
駆動する直流電動機の電機子Ｍに印加される。
ゲートパルスを発生する位相（サイリスタU1
については、Ｕ，Ｗ相の電圧が正に切り替つた時
点からの電気角の遅れで表わすことができ、以後
これを制御遅れ角と称する。）がαであるときの
直流出力電圧ELは、 EL＝３√２／π・Ea・cosα ……(1) で表わされるが、制御遅れ角αが零で、直流出力
電圧ELが最大のときと、α＝90゜で直流出力電圧
ELが零のときの出力電圧波形、Ｕ相電圧波形、
Ｕ形電流波形の関係は、第２図ａ，ｂに示すよう
になる。第２図ａは、直流電動機の電機子Ｍの時
定数が電源の周期より十分長いと仮定し、かつ、
負荷の直流電圧EO、つまり、直流電動機の逆起
電力が出力電圧ELよりわずかに低い値となつて
いると仮定した場合の波形であり、UV，VV，WV
は相電圧、ELは出力電圧、UIはＵ相電流である。
については、Ｕ，Ｗ相の電圧が正に切り替つた時
点からの電気角の遅れで表わすことができ、以後
これを制御遅れ角と称する。）がαであるときの
直流出力電圧ELは、 EL＝３√２／π・Ea・cosα ……(1) で表わされるが、制御遅れ角αが零で、直流出力
電圧ELが最大のときと、α＝90゜で直流出力電圧
ELが零のときの出力電圧波形、Ｕ相電圧波形、
Ｕ形電流波形の関係は、第２図ａ，ｂに示すよう
になる。第２図ａは、直流電動機の電機子Ｍの時
定数が電源の周期より十分長いと仮定し、かつ、
負荷の直流電圧EO、つまり、直流電動機の逆起
電力が出力電圧ELよりわずかに低い値となつて
いると仮定した場合の波形であり、UV，VV，WV
は相電圧、ELは出力電圧、UIはＵ相電流である。
出力電圧ELが最大のときには、Ｕ相電流UIの
中心値がＵ相電圧UVの中心値（最大値）に一致
しており、Ｕ相電流UIの基本波成分の位相は、
Ｕ相電圧UVと一致しており、力率はこのような
制御方式としては最高のものとなる。
中心値がＵ相電圧UVの中心値（最大値）に一致
しており、Ｕ相電流UIの基本波成分の位相は、
Ｕ相電圧UVと一致しており、力率はこのような
制御方式としては最高のものとなる。
しかし、第２図ｂに示すように、出力電圧EL
が零である場合は、Ｕ相電流UIの中心がＵ相電
流UVの零の点であり、Ｕ相電流UIの基本波成分
は、Ｕ相電圧UVから90゜遅れており、力率零であ
るといえる。このように、３相全波サイリスタブ
リツジの点孤角を制御することにより、出力電圧
ELを制御する方式は、特に出力電圧ELが低い範
囲で力率が悪くなるという欠点を有する。
が零である場合は、Ｕ相電流UIの中心がＵ相電
流UVの零の点であり、Ｕ相電流UIの基本波成分
は、Ｕ相電圧UVから90゜遅れており、力率零であ
るといえる。このように、３相全波サイリスタブ
リツジの点孤角を制御することにより、出力電圧
ELを制御する方式は、特に出力電圧ELが低い範
囲で力率が悪くなるという欠点を有する。
また、３相全波ブリツジ回路の出力電圧ELに
ついては、電源周波数の６倍の周波数のものを基
本波にしたリツプル成分が含まれるが、このリツ
プル分は、出力電圧ELが高いほど低く、出力電
圧ELが零のとき最大となり、第２図ａ，ｂのＵ
相電流UIの脈動からわかるように、出力電圧EL
が低いときには、出力電流のリツプル分が大きく
なる。このため、出力電流の平均値が等しい場
合、出力電圧ELが低いほど直流電動機の電磁騒
音が大きくなる傾向にある。
ついては、電源周波数の６倍の周波数のものを基
本波にしたリツプル成分が含まれるが、このリツ
プル分は、出力電圧ELが高いほど低く、出力電
圧ELが零のとき最大となり、第２図ａ，ｂのＵ
相電流UIの脈動からわかるように、出力電圧EL
が低いときには、出力電流のリツプル分が大きく
なる。このため、出力電流の平均値が等しい場
合、出力電圧ELが低いほど直流電動機の電磁騒
音が大きくなる傾向にある。
この電磁音は機械室に勿論の事をエレベーター
の昇降路内を伝播してケージＣだけでなく昇降内
近くの部屋に伝わりエレベーター特有の問題とな
つていた。
の昇降路内を伝播してケージＣだけでなく昇降内
近くの部屋に伝わりエレベーター特有の問題とな
つていた。
そこで、従来は出力電流のリツプル分を平滑す
るために交流−直流変換装置の出力に直流リアク
トルLDを挿入し、電磁音の発生を抑制する方式
を採用していた。また整流回路にならかの故障が
発生し出力電流が増加する場合出力回路を遮断す
るためにコンタクタCTTが用いられているが、
このコンタクタには時間遅れがある。このため出
力電流が急激に上昇するとコンタクタCTTが遮
断できない間にサイリスタ素子の破壊電流を越え
る場合があり整流回路出力には出力電流の上昇を
抑制するためにも直流リアクトルLDが挿入され
ていた。このように従来回路では整流回路出力に
コンタクタCTTや直流リアクトルLD等が挿入さ
れていたので装置が大形となり高価となるこれら
の機器に発生する損失が大きいという欠点があつ
た。
るために交流−直流変換装置の出力に直流リアク
トルLDを挿入し、電磁音の発生を抑制する方式
を採用していた。また整流回路にならかの故障が
発生し出力電流が増加する場合出力回路を遮断す
るためにコンタクタCTTが用いられているが、
このコンタクタには時間遅れがある。このため出
力電流が急激に上昇するとコンタクタCTTが遮
断できない間にサイリスタ素子の破壊電流を越え
る場合があり整流回路出力には出力電流の上昇を
抑制するためにも直流リアクトルLDが挿入され
ていた。このように従来回路では整流回路出力に
コンタクタCTTや直流リアクトルLD等が挿入さ
れていたので装置が大形となり高価となるこれら
の機器に発生する損失が大きいという欠点があつ
た。
本発明は上記に鑑みてなされたもので、その目
的とするところは、出力回路に挿入されていた直
流リアクトルの除去ないし小形化を可能にし、も
つて装置の小形転量化、原価低減を図ることので
きる直流エレベータの制御装置を提供することに
ある。
的とするところは、出力回路に挿入されていた直
流リアクトルの除去ないし小形化を可能にし、も
つて装置の小形転量化、原価低減を図ることので
きる直流エレベータの制御装置を提供することに
ある。
本発明の特徴は、直流電動機の電機子を全波整
流回路で制御するものにおいて、その整流回路の
正側又は負側アームの夫々に電流遮断機能を有す
る制御可能な開閉手段を接続し、この開閉手段を
所望の通流時間幅でもつて高周波で開閉制御し、
その開期間に出力電流を電源回路を通さないで環
流させ出力電流の低周波のリツプル分を低減する
ことにより、大きな直流リアクトルを介さず整流
出力を直接電機子に給電可能にしたところにあ
る。
流回路で制御するものにおいて、その整流回路の
正側又は負側アームの夫々に電流遮断機能を有す
る制御可能な開閉手段を接続し、この開閉手段を
所望の通流時間幅でもつて高周波で開閉制御し、
その開期間に出力電流を電源回路を通さないで環
流させ出力電流の低周波のリツプル分を低減する
ことにより、大きな直流リアクトルを介さず整流
出力を直接電機子に給電可能にしたところにあ
る。
以下、本発明を実施例にしたがい説明する。
第２図ａ，ｂに示すような出力電圧を得る場
合、６個のサイリスタは電流しや断機能をもたな
いサイリスタを用いて得られるが、ゲートにパル
ス状の逆電流を流すことにより流れている電流を
しや断する機能をもつサイリスタ（以下GTOと
称する。また、トランジスタを用いてもGTOと
同じ機能が得られるので、以後GTOと称する場
合は、トランジスタを含むものとする。）を用い
れば力率を改善することができる。
合、６個のサイリスタは電流しや断機能をもたな
いサイリスタを用いて得られるが、ゲートにパル
ス状の逆電流を流すことにより流れている電流を
しや断する機能をもつサイリスタ（以下GTOと
称する。また、トランジスタを用いてもGTOと
同じ機能が得られるので、以後GTOと称する場
合は、トランジスタを含むものとする。）を用い
れば力率を改善することができる。
第１図において、従来は、負荷電流ILが必らず
電源Eaを通つて流れるようにしているが、これ
に対して、例えば、サイリスタU1とU2を同時に
点弧して、負荷電流ILが電源Eaを流れない期間を
作るようにすれば、電源Eaに流れる電流を低減
することができ、かつ出力電流の低周波のリツプ
ル分を低減できる。
電源Eaを通つて流れるようにしているが、これ
に対して、例えば、サイリスタU1とU2を同時に
点弧して、負荷電流ILが電源Eaを流れない期間を
作るようにすれば、電源Eaに流れる電流を低減
することができ、かつ出力電流の低周波のリツプ
ル分を低減できる。
例えば、出力電圧ELが零の場合、第３図ｂに
示した期間Ｔ（以後サイリスタU1とV1が点弧して
いるべき期間のことを期間Ｔと称する。）におい
ては、サイリスタU1とV1が点弧しているが、こ
のときサイリスタU1，V1としてGTOを用いて電
源周波数の30倍の周波数で開閉し、GTOU1が切
れている期間はGTOV1を導通させた場合の期間
Ｔにおける出力電圧ELの波形とＵ相電流UIの波
形は、それぞれ第３図ｄ，ｅに示すようになる。
このように、GTOU1を点弧している期間には、
第３図ｃののグループで示したように電流が流
れ、電源に負荷電流が流れるが、GTOU1を切
り、V1を点弧させたときには、電流がのルー
プで流れ、電源を通らない。このときの出力電圧
ELは零となる。そして、出力電流ILは負荷のイン
ダクタンスLLと抵抗RLによる時定数で減少する
が一般にこの時定数は数100ｍｓ程度あるので上
記GTOV1がonしている期間（約１ｍｓ以下）で
の出力電流変化は十分に小さくなり外部に直流リ
アクトルを挿入しなくとも電動機による電磁音の
発生を低減できる。
示した期間Ｔ（以後サイリスタU1とV1が点弧して
いるべき期間のことを期間Ｔと称する。）におい
ては、サイリスタU1とV1が点弧しているが、こ
のときサイリスタU1，V1としてGTOを用いて電
源周波数の30倍の周波数で開閉し、GTOU1が切
れている期間はGTOV1を導通させた場合の期間
Ｔにおける出力電圧ELの波形とＵ相電流UIの波
形は、それぞれ第３図ｄ，ｅに示すようになる。
このように、GTOU1を点弧している期間には、
第３図ｃののグループで示したように電流が流
れ、電源に負荷電流が流れるが、GTOU1を切
り、V1を点弧させたときには、電流がのルー
プで流れ、電源を通らない。このときの出力電圧
ELは零となる。そして、出力電流ILは負荷のイン
ダクタンスLLと抵抗RLによる時定数で減少する
が一般にこの時定数は数100ｍｓ程度あるので上
記GTOV1がonしている期間（約１ｍｓ以下）で
の出力電流変化は十分に小さくなり外部に直流リ
アクトルを挿入しなくとも電動機による電磁音の
発生を低減できる。
さらに、小さい出力電圧ELを発生する場合に
は、位相αを零に制御して高い正電圧を発生さ
せ、かつ、期間Ｔにおいて、GTOU1が導通して
いる期間を十分短くすれば、出力電圧ELを十分
小さくすることができる。このようにした場合の
出力電流波形とＵ相電流波形をそれぞれ第４図
ｂ，ｃに示す。なお、第４図ａは相電圧波形であ
る。
は、位相αを零に制御して高い正電圧を発生さ
せ、かつ、期間Ｔにおいて、GTOU1が導通して
いる期間を十分短くすれば、出力電圧ELを十分
小さくすることができる。このようにした場合の
出力電流波形とＵ相電流波形をそれぞれ第４図
ｂ，ｃに示す。なお、第４図ａは相電圧波形であ
る。
Ｕ相電流UIの中心値はほぼＵ相電流UVの最大
値と一致し、Ｕ相電源の基本波成分はＶ相電圧
VVと同相となるので、力率は１に近づき、電源
に流れる電流もパルス状となり、十分小さくなつ
ている。
値と一致し、Ｕ相電源の基本波成分はＶ相電圧
VVと同相となるので、力率は１に近づき、電源
に流れる電流もパルス状となり、十分小さくなつ
ている。
一方、全波整流回路の正側、負側または全制御
素子を電流遮断機能を有する制御可能な開閉手段
とすることにより従来素子の保護の目的にも挿入
されていた直流リアクトルLD及びコンタクタ
CTTを取り除いてもよい。
素子を電流遮断機能を有する制御可能な開閉手段
とすることにより従来素子の保護の目的にも挿入
されていた直流リアクトルLD及びコンタクタ
CTTを取り除いてもよい。
たとえば、電動機が回生運転のとき停電等の故
障で出力電流ILが急激に増加するような場合従来
は出力回路を直流コンタクタCTTで遮断してい
た。
障で出力電流ILが急激に増加するような場合従来
は出力回路を直流コンタクタCTTで遮断してい
た。
そのためコンタクタの動作遅れ時間（約100ｍ
ｓ）内に出力電流ILが素子の破壊電流にならない
ように直流リアクトルLDを挿入し電流の立上り
を押えていた、この様子を第５図イに示す、時間
t1で故障が発生し故障が検出されるとコンタクタ
CTTを遮断するための信号が発せられるがコン
タクタCTTが遮断できるまでに時間t2となり出
力電流ILはIL1となつて遮断される。一方本発明は
全波整流回路の正側、負側または全制御素子を
GTOで構成し、故障検出信号を用いて全ての
GTOに消弧パルスを与えることにより出力電流
ILをほぼ瞬時に遮断できるので外部に電流上昇抑
制用の直流リアクトルを挿入しなくとも出力電流
ILは第５図ロで示すように故障発生時の出力電流
ILの上昇は急激となるが最大値IL2は従来の場合の
最大値IL1に比べ十分小さな値に押えることがで
きる。
ｓ）内に出力電流ILが素子の破壊電流にならない
ように直流リアクトルLDを挿入し電流の立上り
を押えていた、この様子を第５図イに示す、時間
t1で故障が発生し故障が検出されるとコンタクタ
CTTを遮断するための信号が発せられるがコン
タクタCTTが遮断できるまでに時間t2となり出
力電流ILはIL1となつて遮断される。一方本発明は
全波整流回路の正側、負側または全制御素子を
GTOで構成し、故障検出信号を用いて全ての
GTOに消弧パルスを与えることにより出力電流
ILをほぼ瞬時に遮断できるので外部に電流上昇抑
制用の直流リアクトルを挿入しなくとも出力電流
ILは第５図ロで示すように故障発生時の出力電流
ILの上昇は急激となるが最大値IL2は従来の場合の
最大値IL1に比べ十分小さな値に押えることがで
きる。
このように本実施例によれば、従来使用してい
た外部挿入直流リアクトルLD及びコンタクタ
CTTが除去できるので装置の小形軽量化、原価
低減ご図れる効果がある。また直流リアクトルの
除去により直流リアクトルに消費されていた損失
がなくなるので装置の省電力効果も得られる。
た外部挿入直流リアクトルLD及びコンタクタ
CTTが除去できるので装置の小形軽量化、原価
低減ご図れる効果がある。また直流リアクトルの
除去により直流リアクトルに消費されていた損失
がなくなるので装置の省電力効果も得られる。
次に本発明による他の実施例について説明す
る。
る。
上記した、方式においては、出力電圧ELを十
分小さな値まで連続的に制御しようとすると、
GTOU1〜W1のオン時間を非常に短くしなければ
ならず、そのような制御は困難であり、特に出力
電圧ELを1/10以下まで連続的に制御することは
非常に困難である。
分小さな値まで連続的に制御しようとすると、
GTOU1〜W1のオン時間を非常に短くしなければ
ならず、そのような制御は困難であり、特に出力
電圧ELを1/10以下まで連続的に制御することは
非常に困難である。
ところで、直流電動機で駆動される高速エレベ
ーターにおいては、定格速度の1/1000以下の速度
まで連続して制御する必要が生じるが、このよう
な場合、従来の方式では制御不能である。
ーターにおいては、定格速度の1/1000以下の速度
まで連続して制御する必要が生じるが、このよう
な場合、従来の方式では制御不能である。
出力電圧ELを十分小さい値まで連続して使用
するためには、まず、制御遅れ角αを零として通
流率を1/10程度まで下げたら、次にαの制御を行
つて、αを０〜90゜まで連続的に下げることによ
つて達成できる。
するためには、まず、制御遅れ角αを零として通
流率を1/10程度まで下げたら、次にαの制御を行
つて、αを０〜90゜まで連続的に下げることによ
つて達成できる。
したがつて、ここでゲート信号の一制御方法に
ついて説明する。ただし、出力電流ILは常に連続
して流れるものと仮定し、また、各パルスを次の
ように表わすものとする。
ついて説明する。ただし、出力電流ILは常に連続
して流れるものと仮定し、また、各パルスを次の
ように表わすものとする。
CTOU1，V1，W1の点弧信号をGU1，GV1，
GW1とし、サイリスタU2，V2，W2の点弧信号を
GU2，GV2，GW2とする。なお、点弧信号GU1
には２つのモードがあるので、GTOU1が点弧し
たとき負荷電流が電源に流入する期間（出力電圧
が発生している期間）の点弧信号GU1をGU11、
負荷電流が電源に流入しない期間（出力電圧が零
の期間）のそれをGU12とし、他の点弧信号GV1，
GW1にも同様のサフイツクスをつけるものとす
る。
GW1とし、サイリスタU2，V2，W2の点弧信号を
GU2，GV2，GW2とする。なお、点弧信号GU1
には２つのモードがあるので、GTOU1が点弧し
たとき負荷電流が電源に流入する期間（出力電圧
が発生している期間）の点弧信号GU1をGU11、
負荷電流が電源に流入しない期間（出力電圧が零
の期間）のそれをGU12とし、他の点弧信号GV1，
GW1にも同様のサフイツクスをつけるものとす
る。
第６図ｂに制御遅れ角がαのときの各点弧信号
パルスの発生する期間が示してある。点弧信号
GU1は、GTOU1が導通する期間正電圧であつて、
非導通期間が零となる信号であればよく、点弧信
号GU2は、負荷電流連続の条件であれば、点弧す
るときのみの正の狭幅パルスとなつていればよ
い。
パルスの発生する期間が示してある。点弧信号
GU1は、GTOU1が導通する期間正電圧であつて、
非導通期間が零となる信号であればよく、点弧信
号GU2は、負荷電流連続の条件であれば、点弧す
るときのみの正の狭幅パルスとなつていればよ
い。
このような信号を発生させるためのもととなる
信号は、従来の３相全波サイリスタブリツジ回路
のゲート信号のように、１周期に各サイリスタの
ゲート信号を１個ずつ発生するものであればよ
く、各サイリスタに相当するゲート信号をGU13
のように表わせば、GU13〜GW23は第６図ｃに示
すようなパルス列となる。これからわかるよう
に、GU2＝GU23，GV2＝GV23，GW2＝GW23と
なる。つまり、サイリスタU2，V2，W2のゲート
パルスは従来のものと同じでよい。
信号は、従来の３相全波サイリスタブリツジ回路
のゲート信号のように、１周期に各サイリスタの
ゲート信号を１個ずつ発生するものであればよ
く、各サイリスタに相当するゲート信号をGU13
のように表わせば、GU13〜GW23は第６図ｃに示
すようなパルス列となる。これからわかるよう
に、GU2＝GU23，GV2＝GV23，GW2＝GW23と
なる。つまり、サイリスタU2，V2，W2のゲート
パルスは従来のものと同じでよい。
このパルス群をフリツプフロツプ回路に通せば
信号GU13のパルスから信号GU23のパルスまでオ
ンとなるようなパルスGU4を得ることができる。
このようにして得られたパルスGU4，GV4，
GW4を第６図ｄに示す。さらに、信号GU11，
GV11，GW11がオンであるときに発生するパルス
Ｃチヨツパ動作の通流時のパルスを第６図ｅに期
間ＴのみについてＰとして示してある。このと
き、GTOU1，V1，W1に加えるべきゲートパル
スの論理式は次に示すようになる。
信号GU13のパルスから信号GU23のパルスまでオ
ンとなるようなパルスGU4を得ることができる。
このようにして得られたパルスGU4，GV4，
GW4を第６図ｄに示す。さらに、信号GU11，
GV11，GW11がオンであるときに発生するパルス
Ｃチヨツパ動作の通流時のパルスを第６図ｅに期
間ＴのみについてＰとして示してある。このと
き、GTOU1，V1，W1に加えるべきゲートパル
スの論理式は次に示すようになる。
GU11＝GU4・GV4・Ｐ
GV11＝GV4・GW4・Ｐ
GW11＝GW4・GU4・Ｐ
GU12＝GU4・GV4・Ｐ
GV12＝GV4・GW4・Ｐ
GW12＝GW4・GU4・Ｐ ……(2)
GU1＝GU11＋GU12＝GU4・GV4・Ｐ＋GU4
・GV4・Ｐ GV1＝GV4・GW4・Ｐ＝Ｐ＋GV4・GW4・Ｐ GW1＝GW4・GU4・Ｐ＋GW4・GU4・Ｐ ……(3) これらのゲートパルスを発生するための実際の
回路の一実施例を第７図に示す。第７図におい
て、Trは２次側の中性点を接地した△−Ｙ変圧
器、PU，PV，PWは従来と同様の移相器で、そ
れぞれ移相信号Saによつて点弧信号パルスGU13，
GU23等を発生する。点弧信号GU23，GV23，
GW23はそれぞれGU2，GV2，GW2として使用で
きる。
・GV4・Ｐ GV1＝GV4・GW4・Ｐ＝Ｐ＋GV4・GW4・Ｐ GW1＝GW4・GU4・Ｐ＋GW4・GU4・Ｐ ……(3) これらのゲートパルスを発生するための実際の
回路の一実施例を第７図に示す。第７図におい
て、Trは２次側の中性点を接地した△−Ｙ変圧
器、PU，PV，PWは従来と同様の移相器で、そ
れぞれ移相信号Saによつて点弧信号パルスGU13，
GU23等を発生する。点弧信号GU23，GV23，
GW23はそれぞれGU2，GV2，GW2として使用で
きる。
これらのパルスをフリツプフロツプ回路PU1，
PV1，PW1に加え、パルスGU4，GV4，GW4を得
る。一方、通流角移相器PPは、通流率指令SPに
したがつてパルスＰを発生する。これらの信号
は、ノツト回路P2を通して論理式(2)を満足する
ように、３ゲートNAND回路P3に加えられ、さ
らにその出力が(3)式を満足するように、２ゲート
NAND回路P4に加えられる。このようにしてパ
ルスGU1，GV1，GW1が得られる。
PV1，PW1に加え、パルスGU4，GV4，GW4を得
る。一方、通流角移相器PPは、通流率指令SPに
したがつてパルスＰを発生する。これらの信号
は、ノツト回路P2を通して論理式(2)を満足する
ように、３ゲートNAND回路P3に加えられ、さ
らにその出力が(3)式を満足するように、２ゲート
NAND回路P4に加えられる。このようにしてパ
ルスGU1，GV1，GW1が得られる。
次に、制御遅れ角αとパルスＰとの制御方法に
ついて説明する。正出力電圧を制御するときは、
まず、Ｐの通流率を0.1と一定にしておいて、α
を90゜から０まで変えると、出力電圧EL（第１図参
照）は、０から0.1×３√２／π・Eaとなる。続
いてＰを0.1から１まで変えると、出力電圧ELは
最大３√２／π・Eaまで増加する。
ついて説明する。正出力電圧を制御するときは、
まず、Ｐの通流率を0.1と一定にしておいて、α
を90゜から０まで変えると、出力電圧EL（第１図参
照）は、０から0.1×３√２／π・Eaとなる。続
いてＰを0.1から１まで変えると、出力電圧ELは
最大３√２／π・Eaまで増加する。
負出力電圧を制御するときは、αを90゜から
180゜まで変えると、出力電圧ELは０から−0.1・
３√２／π・Eaまで変わる。続いてＰを0.1から
１まで変化すると、負出力電圧は最大３√２／
π・Eaまで増加する。
180゜まで変えると、出力電圧ELは０から−0.1・
３√２／π・Eaまで変わる。続いてＰを0.1から
１まで変化すると、負出力電圧は最大３√２／
π・Eaまで増加する。
出力電圧指令Siからα指令Sa、Ｐ指令SPを得る
ためには、第８図ａに示す特性をもつ関数発生器
Fa，FPを第８図ｂに示すように接続すればよい。
ためには、第８図ａに示す特性をもつ関数発生器
Fa，FPを第８図ｂに示すように接続すればよい。
上記した本発明に係る回路方式を用いて直流電
動機を制御する回路の一実施例を第９図に示す。
第９図において、Ｍは直流電動機の電機子、Ｆは
それの界磁、thは界磁電流を制御するプツシユプ
ルサイリスタ増幅器、PSはそれの移相器である。
また、PCは第７図に示したゲート回路で、PAは
電機子電流を検出する直流変流器CTの出力と電
機子電流指令SCとを比較する比較器であり、U1
〜W1，U2〜W2はサイリスタであるが、上記した
ように、サイリスタU1〜W1としてはGOTを用い
てある。
動機を制御する回路の一実施例を第９図に示す。
第９図において、Ｍは直流電動機の電機子、Ｆは
それの界磁、thは界磁電流を制御するプツシユプ
ルサイリスタ増幅器、PSはそれの移相器である。
また、PCは第７図に示したゲート回路で、PAは
電機子電流を検出する直流変流器CTの出力と電
機子電流指令SCとを比較する比較器であり、U1
〜W1，U2〜W2はサイリスタであるが、上記した
ように、サイリスタU1〜W1としてはGOTを用い
てある。
電機子電流は、電機子電流指令SCにしたがつて
一定に制御されており、速度は、速度指令SSと速
度発電機PGで検出された速度が移相器PSで比較
され、界磁電流を負に制御することにより正負に
トルクを制御し、これにより速度指令SSにしたが
うように制御される。
一定に制御されており、速度は、速度指令SSと速
度発電機PGで検出された速度が移相器PSで比較
され、界磁電流を負に制御することにより正負に
トルクを制御し、これにより速度指令SSにしたが
うように制御される。
このような制御方式においては、電機子電流が
一方向であつても、正逆転、力行、回生の４象限
運転が可能となるという特徴を有する。しかも、
電機子電流は、一定に常に連続の状態で制御され
るから、サイリスタU2，V2，W2のゲートパルス
は、狭幅パルスでよく、ゲート回路を簡略化でき
る。
一方向であつても、正逆転、力行、回生の４象限
運転が可能となるという特徴を有する。しかも、
電機子電流は、一定に常に連続の状態で制御され
るから、サイリスタU2，V2，W2のゲートパルス
は、狭幅パルスでよく、ゲート回路を簡略化でき
る。
以上述べたように本発明の他の実施例によれば
出力電圧を正から負又は負から正に連続して制御
できるようになるのでエレベーターのように高精
度の制御が要求されるものに効果がある。
出力電圧を正から負又は負から正に連続して制御
できるようになるのでエレベーターのように高精
度の制御が要求されるものに効果がある。
このように、本発明の実施例によれば、力率が
改善され、電源の容量を低減でき、かつ、直流リ
アクトル及びコンタクタが不要となり、工学的効
果が大きい。
改善され、電源の容量を低減でき、かつ、直流リ
アクトル及びコンタクタが不要となり、工学的効
果が大きい。
なお、上記した実施例では、U1，V1，W1を
GTOとしているが、U2，V2，W2をGTOとし、
U1，V1，W1はサイリスタとして、U2，V2，W2
を高周波で開閉するようにしてもよく、同様な効
果が得られる。
GTOとしているが、U2，V2，W2をGTOとし、
U1，V1，W1はサイリスタとして、U2，V2，W2
を高周波で開閉するようにしてもよく、同様な効
果が得られる。
また、直流電動機の制御方式として、電機子電
流を一定に制御する場合を示してあるが、電流遮
断機能を有する制御可能な開閉手段を正側又は負
側及び全制御素子に適用した全波整流回路により
直流電動機を制御してなるエレベーター装置であ
れば全波整流回路を正逆２組用いて電機子電圧、
電流を制御する方式であつてもよく、又交流電源
は３相電源に限るものでもない。
流を一定に制御する場合を示してあるが、電流遮
断機能を有する制御可能な開閉手段を正側又は負
側及び全制御素子に適用した全波整流回路により
直流電動機を制御してなるエレベーター装置であ
れば全波整流回路を正逆２組用いて電機子電圧、
電流を制御する方式であつてもよく、又交流電源
は３相電源に限るものでもない。
以上説明したように本発明によれば出力電流を
パルス出力するから出力電流の特に低周波範囲の
リツプル分を低減させることができるので顕著な
電磁音を発生させることはなく、従つて整流回路
に直流リアクトルを設ける必燃性をなくしている
と共に、エレベーターの負荷に応じて位相角に応
じた電圧と電流率に応じた電流とにより連続的に
出力できるのでエレベーターの円滑な運転が可能
となり、従つて装置の小形化及び省電力化を可能
とする効果がある。
パルス出力するから出力電流の特に低周波範囲の
リツプル分を低減させることができるので顕著な
電磁音を発生させることはなく、従つて整流回路
に直流リアクトルを設ける必燃性をなくしている
と共に、エレベーターの負荷に応じて位相角に応
じた電圧と電流率に応じた電流とにより連続的に
出力できるのでエレベーターの円滑な運転が可能
となり、従つて装置の小形化及び省電力化を可能
とする効果がある。
第１図は一般の３相−直流変換器の主回路図、
第２図は従来の３相−直流変換器における波形
図、第３図，第４図は本発明の装置の３相−直流
変換器における波形図、第５図は故障時の出力電
流波形図、第６図は本発明の装置におけるゲート
パルスの波形図、第７図は本発明の装置のゲート
回路の一実施例を示す回路図、第８図は本発明の
装置の移相器の入力回路に採用する関数発生器を
説明するための図、第９図は本発明の装置により
直流エレベーターを制御する場合の一実施例を示
す回路図である。 Ea…３相交流電源、U1〜W1…GTO、U2〜W2
…サイリスタ、Ｍ…直流電動機電機子、Ｓ…シー
プ、Ｃ…ケージ、Tr…変圧器、PU〜PW…移相
器、PU1〜PW1…フリツプフロツプ回路、PP…
通流角移相器、P2…ノツト回路、P3，P4…
NAND回路、F〓，FP…関数発生器、PA…比較
器、PC…ゲート回路、th…プツシユプルサイリ
スタ増幅器、PS…移相器、CT…直流変流器、
PG…速度発電機。
第２図は従来の３相−直流変換器における波形
図、第３図，第４図は本発明の装置の３相−直流
変換器における波形図、第５図は故障時の出力電
流波形図、第６図は本発明の装置におけるゲート
パルスの波形図、第７図は本発明の装置のゲート
回路の一実施例を示す回路図、第８図は本発明の
装置の移相器の入力回路に採用する関数発生器を
説明するための図、第９図は本発明の装置により
直流エレベーターを制御する場合の一実施例を示
す回路図である。 Ea…３相交流電源、U1〜W1…GTO、U2〜W2
…サイリスタ、Ｍ…直流電動機電機子、Ｓ…シー
プ、Ｃ…ケージ、Tr…変圧器、PU〜PW…移相
器、PU1〜PW1…フリツプフロツプ回路、PP…
通流角移相器、P2…ノツト回路、P3，P4…
NAND回路、F〓，FP…関数発生器、PA…比較
器、PC…ゲート回路、th…プツシユプルサイリ
スタ増幅器、PS…移相器、CT…直流変流器、
PG…速度発電機。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 直流電動機によつて駆動される直流エレベー
タの制御装置において、交流電源と、該交流電源
に接続され、直流出力側の正側及び負側の少なく
とも一方に電流しや断機能を有する開閉手段を備
えたサイリスタを接続して構成された整流回路
と、該整流回路の直流出力側に接続された上記電
機子回路と、出力電圧指令に応じた位相角を決定
し、該位相角に応じて前記サイリスタの開閉手段
を開閉する手段と、通流率指令に応じて前記サイ
リスタの開閉手段の開閉通流パルスを決定する手
段とを備えた直流エレベータの制御装置。 ２ 位相角が０〜180゜で変化する場合通流パルス
を最小一定とする特許請求の範囲第１項に記載の
直流エレベータの制御装置。 ３ 位相角が０又は180゜一定である場合通流パル
スを最小から最大迄変化する特許請求の範囲第１
項又は第２項に記載の直流エレベータの制御装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182453A JPS5882971A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 直流エレベ−タ−の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56182453A JPS5882971A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 直流エレベ−タ−の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5882971A JPS5882971A (ja) | 1983-05-18 |
| JPH0334312B2 true JPH0334312B2 (ja) | 1991-05-22 |
Family
ID=16118529
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56182453A Granted JPS5882971A (ja) | 1981-11-13 | 1981-11-13 | 直流エレベ−タ−の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5882971A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6611909B2 (ja) * | 2016-03-22 | 2019-11-27 | 三菱電機株式会社 | エレベータの制御装置およびエレベータの制御方法 |
-
1981
- 1981-11-13 JP JP56182453A patent/JPS5882971A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5882971A (ja) | 1983-05-18 |
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