JPS5841002B2 - 遅延ａｇｃ回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、テレビ受信機Ｏチューナ用遅延ＡＧＣ回路に
関し、とくに半導体集積回路ＩＣに適した遅延ＡＧＣ回
路に関する。

第１図は、テレビ受信機の主要部説明図であり、１はア
ンテナ、２はチューナ、３はＩＦ増幅段、４は検波回路
、５はＡＧＣ検波回路、６は遅延ＡＧＣ回路、７は映像
増幅段、８は音声回路、９は偏向回路、１０はブラウン
管である。

周知のように、このようなテレビ受信機では、ＩＦ増幅
段と、チューナの双方にＡＧＣをかける必要がある。

そして、チューナＡＧＣは、雑音特性（Ｓ／Ｎ）と混変
調の双方の観点から、ある一定値以上の入力電界（７０
ｄＢμ近辺以上）でＡＧＣ動作を開始するようにしなけ
ればならない。

第２図に、このようなテレビ受信機のチューナにかける
ＲＦＡＧＣ電圧と、ＩＦ増幅段にかけるＩＦ ＡＧＣ
電圧の特性を示す。

アンテナ人力電界を弱電界から強電界に変えていくと、
最初はＩＦ ＡＧＣ電圧が変化し、その間ＲＦ Ａ
ＧＣ電圧は一定値を保つ。

次いで、チューナがＡＧＣ動作を開始すると、ＩＦ
ＡＧＣ電圧の変化が停止（あるいは変化が減少）し、代
りにＲＦ ＡＧＣ電圧が変化する。

このようにチューナのＡＧＣは、ＩＰ増幅段のＡＧＣよ
り遅れてかかるので、これを遅延ＡＧＣや、遅延ＡＧＣ
回路と呼んでいる。

従来用いられてきた遅延ＡＧＣ回路の実施例を第３図に
示す。

ここで、添字付のＱはトランジスタを、添字付のＲは抵
抗を、添字付のＣはコンデンサを、添字付のＤはダイオ
ードを、ＶＲは可変抵抗器をそれぞれ示す。

１２，１３．１４は、この回路がＩＣになっていて、そ
の端子であることを示す。

図中太線はＩＣ化されていない部分であることを示して
いる。

破線で囲んだＡＧＣ検波回路５の検波出力であるＡＧＣ
電圧は、ＩＣの端子１２に接続された平滑回路Ｃ１とＲ
５で平滑される。

その出力はＲ６を通して端子１３から再びＩＣ内に入っ
て２分され、その一方はＱ４から成るＩＦＡＧＣ増幅回
路を通してＩＦ増幅段にＩＦＡＧＣ電圧として供給さ訛
、他方はＱ６．Ｑ７等から成るＡＧＣ遅延回路６に供給
され、その出力がＲＦ ＡＧＣ電圧としてチューナに
供給される。

ここで、アンテナ人力電界の増大に伴なって、端子１２
及び１３の電圧が上昇するから、Ｑ４のコレクタに生ず
るＩＦ ＡＧＣ電圧は、第２図に示したごとく、下降
する。

さらにアンテナ人力電界が増大すると、端子１３の電圧
（即ちＱ６のベースの電圧）が、ＶＲＩから端子１４を
通してＱ７のベースに加えられている基準電圧に到達す
るため、Ｑ６がカットオフ状態から能動状態にかわり、
Ｑ６のコレクタに生ずるＲＦ ＡＧＣ電圧が第２図に
示したごとく降下し始める。

このとき、ＡＧＣの一巡利得（ループゲイン）は、チュ
ーナにかけるＲＦ ＡＧＣの方を、ＩＦ増幅段にかけ
るＩＦＡＧＣよりも十分大きくなるように定数設定がさ
れており、したがって、ＲＦ ＡＧＣが作動するよう
なアンテナ入力電界状態ではＲＦ ＡＧＣが支配的に
働くことにより、第２図に示したごとく、ＩＦ ＡＧ
Ｃ電圧は、実質的にはぼ一定値を保つような特性になる
。

ＶＲｌはＲＦ ＡＧＣ動作開始点の調整のための可変
抵抗器であり、Ｑ７のベースに加える基準電圧を変える
ことにより、ＲＦＡＧＣの遅延量を設定する。

１５は高周波バイパスで、平滑用コンデンサＣ１だけで
は取り除けないＡＧＣ電圧中のリップルや高周波外をさ
らに抑圧して、ＡＧＣの動作を安定にし、かつ映像検波
出力である映像信号波形中の同期パルスのスパイク等を
軽減する役割りを果す。

このような従来の遅延ＡＧＣ回路の欠点は、端子１３に
ＡＧＣ遅延調整用可変抵抗器ＶＲ１を接続したり、逆に
端子１４に高周波バイパスを接続したりすることができ
ないため、ＲＦ ＡＧＣの遅延調整用の端子１４と、
高周波バイパス用の端子１３とをそれぞれ別個に必要と
し、ＩＣの端子数が多いことである。

ＩＣの集積規模を拡大することによりコストダウンと信
頼度の向上を進めるという近年の技術革新においてこの
ことは、大きな障害となっている。

すなわち、現在の多くのテレビ受信機ではＩＦ増幅、Ａ
ＧＣ１映像検波回路などが１個のＩＣに集積化され、標
準的には２４ピン、２８ピンのものが用いられている。

この場合、ＩＣチップの集積密度にはなお余裕があって
も、端子数が前記ピン数から制限を受けるために集積規
模を上げられないが現状である。

したがつて、集積規模拡大のためにはＩＣ化回路に必要
な端子数を１つでも減少されることが強く要求されてい
る。

本発明の目的は、上記した従来技術に対して、ＩＣの端
子数を削減し、ＩＣの集積規模拡大を可能にする遅延Ａ
ＧＣ回路を提供するにある。

本発明は、ＩＣ化された回路中のＩＦ ＡＧＣの信号
経路に１ケ所だけ端子を設け、この端子に高周波バイパ
スを設けると共に、ＡＧＣ遅延調整用可変抵抗器から直
流電圧を重畳することにより、端子を共用可能とし、Ｉ
Ｃの端子数を削減するものである。

本発明の第１の実施例を第４図に示す。

トランジスタ・抵抗等に付した記号のつけ方は第３図の
場合と同様である。

同図において、ＡＧＣ検波回路５の出力は、端子１２に
付けられた平滑用コンデンサＣ１で平滑されるとともに
、ＩＣの内部で２分され、トランジスタＱ８から成る第
１のＡＧＣ増幅回路１７とトランジスタＱｌｌから成る
第３のＡＧＣ増幅回路１９にそれぞれ直接に供給される
。

第１のＡＧＣ増幅回路１７の出力は、トランジスタＱ９
．Ｑｌｏから成る第２のＡＧＣ増幅回路１８に加えられ
、その出力は、ＩＦ ＡＧＣ電圧として同一１ｃ内の
ＩＦ増幅段に供給される。

第１のＡＧＣ増幅回路と第２のＡＧＣ増幅回路の接続点
に端子１３を設け、ここに高周波バイパス１５とＡＧＣ
遅延調整回路１６を接続する。

一方、第３のＡＧＣ増幅回路１９の出力は、Ｑ１２から
成る閾値回路２０に加えられ、その出力は、ＲＦ ＡＧ
Ｃ電圧としてチューナに供給される。

閾値回路２０は、その入力電圧が、基準電圧源Ｅ３の電
圧からＱ１□のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅを差し引
いた電圧（Ｅ３−■ｂｅ）よりも低くなると、その出力
に電圧変化を生せしめ、それよりも高い入力電圧では出
力は一定イ直を保つ。

以上の回路において、遅延ＡＧＣの動作は次のようにし
て行なわれる。

まず、ＡＧＣ検波回路５の検波特性は第５図に示すよう
に、極めて急峻であることを認識しておく必要がある。

したがってＡＧＣ検波回路への映像信号入力の大きさＣ
わずかの変化（イから口への変化）で、ＡＧＣの検波出
力に十分大きな変化（ＡからＢへの変化）を生せしめる
ことができる。

このことは、ＡＧＣ検波回路の出力からＩＦ増幅段ある
いはチューナに至るＡＧＣ電圧の信号経路の途中で、列
部から多少の直流電圧を加減したとしても、これをＡＧ
Ｃ検波回路人力の映像信号の大きさの変化に換算すると
、その値はわずかであり、映像検波出力レベルはほとん
ど影響を受けないこと、さらに換言すれば映像検波出力
レベルをほとんど変化させることなしにＡＧＣ検波出力
にＤＣレベルを加減できることを意味している。

以上のことを念頭に置いて、ＩＦ ＡＧＣ電圧とＡＧ
Ｃ検波出力電圧とＲＦ ＡＧＣ電圧の相対的な関係を
第６図を用いて考察する。

第６図において実）ｌａ、ｂ、ｃはチューナのＡＧＣ開
始点が標準的な値（７０ｄＢμ）に調整されている場合
で、ａがＩＦ ＡＧＣ電圧、ｂがＡＧＣ検波出力電圧
、ＣがＲＦ ＡＧＣ電圧を示す。

ｄは閾値回路２０の閾値を、ＡＧＣ検波出力点（端子１
２）での電圧に換算した値である。

アンテナ入力電界が弱電界から上昇していくと、７０ｄ
Ｂμの点まではＡＧＣ検波出力電圧がｂの線に沿って上
昇し、これに伴ないＩＦ ＡＧＣ電圧はａの線に沿っ
て降下する。

この間、ＲＦ ＡＧＣ電圧は一定値を保つ。

入力電界が７０ｄＢμの点で、ＡＧＣ検波出力電圧は閾
値ｄに達し、ここで第４図におけるＱ１２が能動枦態に
入り、これ以上の入力電界では、ＲＦ ＡＧＣ電圧が
Ｃの線に沿って降下する。

そして、従来技術で説明したように、ＡＧＣループゲイ
ンがＲＦの方がＩＦよりもはるかに大きいことによりＲ
Ｆ ＡＧＣが支配的となり、ＩＦＡＧＣは実質的に停
止したようになる。

次に、チューナのＡＧＣ開始点を早める（弱い電界で開
始する）ようにＡＧＣ遅延調整回路を調整する場合につ
いて説明する。

この場合、第４図における可変抵抗器ＶＲ１の摺動子を
１２Ｖ電源側に移動する。

こうすることによって端子１３には、直流電圧が加算さ
れる（正確には加算量が増加する）ことになるが、前述
のように、このことによる映像検波出力の大きさの変化
は微少で無視できるーすなわちＩＦ増幅段の利得は一定
に保たれ、結局■Ｆ ＡＧＣ電圧は変化しないことにな
る。

したがって、チニ“−すＡＧＣ開始点以下でのＩＦ
ＡＧＣ電圧はＶＲｌに関係なく一定である。

また端子１３の電圧についても同様にＶＲＩに関係なく
一定になる。

なぜならトランジスタＱ９のベースからＱｌｏのコレク
タまでの電圧オ（１得はＶＲｌには関係なく一定である
からである。

しかし、端子１２の電圧（即ち、ＡＧＣ検波出力電圧）
はＶＲｌによって変化を受け、第６図のｂ′の線のよう
になる。

これは、端子１３にＶＲｌから加算された分を、トラン
ジスタＱ８のベース電圧を上げてそのコレクク電流を増
加させることによって吸収し、Ｑ９（Ｕ＝水ベース圧を
一定に昧つように働くからである。

可変抵抗器ＶＲＩの前記調整の結果ＡＧＣ検波出力電圧
が線すからｂ′に平行移動したことにより、より弱いア
ンテナ入力電界で閾値ｄに到達し、したがって、ＲＦ
ＡＧＣ電圧も線Ｃ′に沿ってより弱い電界から降下を
開始する。

これに伴ないＩＦ ＡＧＣ電圧も線ａからａ′に移る
。

次にチューナのＡＧＣの開始点を遅める（強い電界で開
始する）ようにＡＧＣ遅延調整回路を調整する場合につ
いては、ＶＲｌの摺動子をアース側に移動する。

こうすると、ＡＧＣ検波出力電圧はｂ“の線に、ＩＦ
ＡＧＣ電圧はａ“の線に、ＲＦＡＧＣ電圧はＣ“の線
にそれぞれ移動し、したがってチューナＡＧＣの開始が
遅れる。

以上のようにして、遅延ＡＧＣおよびその調整が行なわ
れる。

本発明においては、ＩＦ ＡＧＣ電圧の信号経路に端
子を設けて、ここにＡＧＣ遅延調整用の可変抵抗器を接
続しているから、この端子を利用して高周波バイパスを
設け、ＡＧＣ電圧中の不要なリップルや高周波分を取り
除くことができる。

従来技術では前述のように、ＡＧＣ遅延調整用端子と高
周波バイパス用端子が独立でなければならなかったから
、本発明により、端子を１個削減できることになる。

なお、前述の実施例では、端子１３に接続した高周波バ
イパス１５は、ＲＦ ＡＧＣ電圧に対しては何ら効果
がないが、どんな場合でも必らずＩＣのＲＦ ＡＧＣ
端子とチューナのＲＦ ＡＧＣ端子の接続点が存在し
、通常はここに高周波バイパスを挿入するから問題はな
いし、さらに前記接続点には妨害信号の混入防止などの
ためにコンデンサが接続されているのが普通であるから
、これをそのまま高周波バイパスに兼用することもでき
、このようにすれば部品数の増加もなくなる。

また、不実施例における高周波バイパス１５としては、
コンデンサＣ２およびコンデンサＣ３と抵抗Ｒ７の直列
路の両方を同時使用する例を示したが、これは、ＡＧＣ
電圧中のリップルや高周波分の犬きさ、あるいは、ＡＧ
Ｃ動作の安定性などの条件によっては、どちらか一方で
良い場合もありうる。

さらに、端子１３をＩＦ ＡＧＣ信号経路中の他の個
所（例えば第４図中Ｔで示した位置）に設けたり、第２
ＡＧＣ増幅回路１８を省略したりすることも可能である
。

また第１ＡＧＣ増幅回路１７は可変抵抗１６などを介し
てＡＧＣ信号経路に加えられるＤＣレベル変化が前記経
路を逆行してその前段回路に悪影響を及ぼさないように
するための一種の緩衝回路として作用しているものであ
るから、前記第１ＡＧＣ増幅回路１７は、ＡＧＣ検波回
路５の出力インピーダンスに比べて十分に大きいインピ
ーダンスを有する抵抗で置き換えることもできる。

以上説明した本発明の第１の実施例について、その要点
をまとめると、本実施例は、ＡＧＣ検波回路からＩＦ増
幅段に至るＩＦ ＡＧＣ電圧の経路に緩衝手段（図示
例では第１のＡＧＣ増幅回路）を挿入し、前記緩衝手段
の出力以降のＩＦ ＡＧＣ電圧の経路に端子を設け、こ
の端子にＡＧＣ遅延調整用の可変抵抗器および高周波バ
イパスを接続し、一方、ＲＦ ＡＧＣ電圧は、前記緩
衝手段（第１のＡＧＣ増幅回路）以前のＡＧＣ電圧を閾
値回路を通して得たものを、チューナに供給するように
構成することにより、必要端子数を削減するものである
。

次に本発明の第２の実施例を、第７図を用いて説明する
。

同図において、第４図と同じものまたは同一機能を有す
るものには同一記号を付けた。

ＡＧＣ検波回路５の出力をエミツクホロワトランジスタ
Ｑ１３で緩衝増幅した後二分し、一方は抵抗Ｒ２３とト
ランジスタＱ１４を介してＩＦ ＡＧＣ電圧としてＩ
Ｆ増幅段に供給する。

そして、抵抗Ｒ２３の後に端子１３を設け、ここにＡＧ
Ｃ遅延調整用可変抵抗器ＶＲ１と高周波バイパス１５を
接続する。

他方は、Ｑｌ５とＱｔａ等から成る閾値回路２０に加え
、その出力をＲＦ ＡＧＣ電圧としてチューナに供給
する。

この閾値回路２０はその入力電圧（Ｑｌ、のベース電圧
）が基準電圧Ｅ３の電圧とほぼ同一以上になるとＲＦ
ＡＧＣ電圧を降下させるように働く。

また、ＡＧＣ検波回路の特性は、第１の実施例の場合と
同等である。

以上の回路において、まず、チューナのＡＧＣ開始点が
標準的な値（７０ｄＢμ）に調整されている場合の動作
（デ、前述の第１の実施例と同様であり、各ＡＧＣ電圧
の関係は、第６図のａ、ｂ。

Ｃの線のようになる。

こ５で、チューナのＡＧＣ開始点を早める（弱い電界で
開始する）ようにＡＧＣ遅延調整する場合は、ＶＲｌの
摺動子をアース側に移動する。

こうすることによって端子１３には直流電圧が減算され
ることになるが、第１の実施例で説明したと同様の理由
により、ＩＦＡＧＣ電圧及び端子１３の電圧は変化せず
、逆にＱｌ３のエミッタ電が上昇するように変化する。

これは先にも説明したとおり、ＶＲＩの移動による電圧
変化をＡＧＣ検波出力の変化によって打消すように働く
からである。

したがって、第６図におけるＡＧＣ検波出力電圧は、ｂ
からｂ′に移動し、より弱い入力電界にて閾値に到達す
るから、チューナのＡＧＣ開始点が弱電界に移る。

反対にＶＲｌの摺動子を電源側に移動すればそれぞれの
電圧は、ａ″、ｂ“、Ｃ“に移動し、チューナのＡＧＣ
開始点が強電界側に移る。

以上の動作によりＡＧＣ遅延調整が可能である。

本実施例においても、第１の実施例と同様ＡＧＣ遅延調
整用端子と、高周波バイパス用端子が共用でき端子が１
個削減できることになる。

なお、第７図の場合も抵抗Ｒ２３，ＡＧＣ遅延調整回路
１６等のインピーダンスをＡＧＣ検波回路５の出力イン
ピーダンスに較べて十分に大きく選定しておけば、Ｒ２
３が緩衝作用をするようになるから緩衝増幅段Ｑ１３は
省略することができる。

また端子１３をＱｌ４のコレクタに設けてもよい。

以上説明した本発明の第１と第２の実施例では、ＩＦ増
幅段およびチニｒ−すの利得制御特性として、ＡＧＣ電
圧の低下とともに利得が低下する特性（通常これをリバ
ースＡＧＣという）の場合であるが、これと逆の特性（
通常これをフォワードＡＧＣという）あるいは互いにち
がう組合せの場合でもそれに合せた設計が可能なことは
言うまでもない。

以上のように本発明によれば、ＡＧＣ遅延調整用の端子
と、ＡＧＣ電圧中のリップルや高周波外を除去するため
の高周波バイパス用の端子とを共用することが可能とな
り、従来技術に比べてＩＣの端子数の削減がなされるの
で、とくにＩＣの大規模化を進めるうえでの障害を軽減
することができ、これにより、大幅な生産コストの低減
と性能の向上がもたらされる。

さらに、本発明ではＩＦＡＧＣ電圧の経路の途中にＩＣ
の端子を設けているためこの端子を利用して、ＩＦ
ＡＧＣのループゲインの設定を変更して、ＩＦとチュー
ナのＡＧＣの配分を制御するなど、ＩＣを使う上での自
由度が拡大するという副次的な効果もある。

【図面の簡単な説明】

第１図はテレビ受信機の概略ブロック図、第２図はＡＧ
Ｃ電圧特性例を示す図、第３図は遅延ＡＧＣ回路の従来
例図、第４、第７図は本発明の第１、第２の実施例を示
す回路図、第５図はＡＧＣ検波特性例を示す図、第６図
は不発明の動作説明図である。 ２・・・チューナ、３・・・ＩＦ増幅段、５・・・ＡＧ
Ｃ検波回路、６・・・ＡＧＣ遅延回路、１２，１３．１
４・・・ＩＣの端子、１５・・・高周波バイパス、１６
・・・ＡＧＣ遅延調整回路、１７・・・第１ＡＧＣ増幅
回路、１８・・・第２ＡＧＣ増幅回路、１９・・・第３
ＡＧＣ増幅回路、２０・・・閾値回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ＡＧＣ検波出力を２分し、その一方を緩衝手段を介
   してＩＦ増幅段に供給してその利得を制御し、他の一方
   を閾値回路を介してチューナに供給してその利得を制御
   し、かつ前記緩衝手段の出力からＩＦ増幅段に至るＡＧ
   Ｃ信号経路の一点にＡＧＣ遅延調整用可変抵抗器および
   高周波バイパスを接続したことを特徴とする遅延ＡＧＣ
   回路。 ２ 緩衝手段が増幅回路であることを特徴とする第１項
   記載の遅延ＡＧＣ回路。 ３ 緩衝手段が、ＡＧＣ検波回路出力インピーダンスに
   較べて十分大きなインピーダンスを有する抵抗であるこ
   とを特徴とする第１項記載の遅延ＡＧＣ回路。