JPS58500545A - テレビジヨン受像機の電源 - Google Patents

Abstract

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Description

【発明の詳細な説明】 テレビジョン受像機の電源 発明の関連する技術分野 この発明は、飽和リアクタンスを使用したテレビジョン電源に関するものである 。

発明の背景 テレビジョン受像機の安定化されたアルタ電圧と安定化されたＢ十走査電圧を供 給するために可飽和リアクタンス型電源を使用することができる。約１６ＫＨ２ の水平偏向周波数という様な比較的高い入力周波数で動作させる場とせずに出力 電圧の調整を行なうことができる。

１９８０年１２４２９日にライリス（Ｄ、Ｈ，ＷｉＪｌｉｓ　）氏により出願さ れた米国特許出願第２２０８’４７号「テレビジョン受像機の鉄共振負荷電源」 には、高漏洩変圧器の２次出力巻線の両端間に結合された可飽和リアクトル負荷 回路を具えた電源が開示されている。この変圧器の１次巻線には、水平偏向周波 数１／ＴＥの周波数をもつ調整（安定化）されない交流入力電圧の電源が結合さ れている。高電圧出力巻線を含む他の複数個の２次出力巻線は可飽和リアクトル 負荷回路の結合された出力巻線に磁気的に緊密に結合されている。

この変圧器の各２次巻線に生ずる種々の交流電圧からテレビジョン受像機の種々 のＤＣ電圧が取出され、それらの中には、高電圧巻線に生ずる電圧から取出され るＤＣアルタ電圧、および低電圧２次出力巻線に生ずる電圧から取出されるＢ十 走査電圧が含まれている。可飽和リアクトル負荷回路は、変圧器２次出力巻線の うちの１つに生ずる電圧を調整し、それによって他のすべての２次出力巻線に生 ずる電圧を調整する。

この可飽和リアクトル負荷回路はキャパシタを持っている。可飽和リアクトルは 可磁化磁心上に配設された巻線を具えている。交流出力電圧の各半サイクルの期 間中、この可飽和リアクトルの磁心は磁気飽和し、上記キャパシタと可飽和リア クトル巻線間を循環電流が流れる。

この発明の一特徴は、循環電流の振幅を、同時に出力電圧の安定度を低下させる ことなしに、比較的小さくし得る可飽和リアクトル負荷電源である。循環電流の 振幅が比較的小さいことは、可飽和リアクトル巻線中に生ずるＩ２Ｒ電力損失が 比較的小さな効率の良い回路を得るために望ましいことである。

可飽和リアクトル負荷電源の動作中、可飽和リアクトルは周囲温度よりも高い平 衡動作温度に昇温する。可飽和リアクトル磁心中のヒステリシス損と渦電流損が この磁心を加熱する原因になる。更に、との磁心は、可飽和リアクトル巻線中を 流れる循環電流によるＩ２Ｒ加熱作用によりこの可飽和リアクトル巻線からの熱 伝導によっても一１温度上昇する。従って、循環電流の振幅を比較的小さく維持 することによシ、可飽和リアクトル磁心の温度上昇が低下し磁心の平衡動作温度 が低くなる。

３　特表昭５８−５［！０５４５　（２）可飽和リアクトル磁心材料の飽和磁束 密度Ｂｅａｔは磁心の動作温度の上昇につれて減少する。調整された出力電圧は 飽和磁束密度Ｂｓａｔの関数であるから、可飽和リアクトル巻線を流れる循環電 流の振幅を小さくして磁心の温度上昇を低くすると、テレビジョン受像機のスイ ッチを入れた時点から磁心がよシ高い平衡動作温度に到達する時点捷でに生ずる 温度上昇による出力電圧の降下量が少々くなる。

発明の開示 この発明は、出力電圧の調整度を低下させることなしに可飽和リアクトル負荷回 路中の循環電流の振幅を小さくすることができる。この発明の構成によって得ら れる補償機能を使用しないと、出力電圧の調整度は循環電流の振幅の低下と共に 低下する。この発明の構成を使用すれば、補償機能が働いて、循環電流の振幅が 小さくなっても出力電圧は比較的良好に調整された状態に維持されるようになる 。

この発明の好ましい実施形態によれば、テレビジョン表示器用の安定化された電 圧を発生するような飽和磁心型電源が実現できる。この電源は、可磁化磁心とこ の磁心上に設けられた巻線とを持つ可飽和リアクトルを具えている。このリアク トル巻線中には交流入力電圧電源によ、り磁化電流が流される。この磁化電流は 磁心中に交番磁束を発生し、この磁束は巻線と鎖交して交番極性出力電圧を発生 する。キャパシタンスが、このリアクトル巻線に組合わされた磁心部分中に磁束 を発生させる循環電流を発生する。この循環電流が発生する磁束は、この交番極 性出力電圧の各サイクル中上記の磁心部分を磁気飽和させる動作を助勢する。交 流入力電圧に関係する補償電圧の電源が、この可飽和リアクトル巻線に結合され ていて、上記キャパシタンスと可飽和リアクトル巻線に補償電圧を印加すること によって循環電流を発生させる組合せ効果により、交番極性出力電圧の調整が行 なわれる。

この発明の上記とは別の実施形態では、可飽和リアクトルに対する磁化電流を複 数の巻線を有する変圧器によって発生している。この複数の巻線のうちの第１の ものには交流入力電圧源が結合され、また第２のもの＼両端間に調整された交番 極性の出力電圧が発生する。補償電圧の電源は上記複数の変圧器巻線のうちの第 ３のもので構成されている。

更にまた別の実施形態では、変圧器が、複数の変圧器巻線のうち第１と第２の巻 線が互に磁気的に疎結合され第１と第３の巻線が互に磁気的に密に結合されてい るような、高漏洩変圧器で構成されている。可飽和リアクトル巻線と変圧器の第 ３巻線は、循環電流がキャパシタンスにより発生させられたときその第３の巻線 を流れるように、キャパシタンスの端子間に直列に結合されている。

第２と第３の変圧器巻線は、入力電圧が変動しても出力電圧の振幅が比較的不変 に保たれるように、その極性を相対的に決められている。

この発明の特別の実施例にあっては、調整された交番極性出力電圧は、変圧器の 第２巻線に磁気的に密に結合した高電圧巻線によって昇圧される。この昇圧され た電圧は高電圧整流装置によシ整流されてアルタ端子にＤＣアルタ電圧を供給す る。

更にこの発明の別の特別の実施例では、第２巻線に密結合された低電圧２次巻線 があって偏向発生器に結合され、それに調整されだＢ十走査電圧を供給するよう になっている。

図面の簡単な説明 第１図は偏向回路とこの発明を実施した可飽和リアクトル電源を示し、第２図乃 至第４図は第１図の回路の動作に関係のある波形を示している。

発明の実施例 第１図において、テレビジョン用の低および高電圧電源ｌＯは変圧器２２と可飽 和リアクトル負荷回路２０を具えている。巻回数の等しい巻線部２２ａと２２ｂ より成る変圧器２２の１次巻線は調整されていない交流入力電圧の電源１１に結 合されている。電源１１は、インバータ１９と、１次巻線の部分２２．と２２ｂ の中心タップ接続体に結合されたＤＣ入力端子２６よ構成るものである。端子２ ６には調整されていないＤＣ電圧Ｖｉｎが印加される。インバータ】９は、たと えば１５．’７５　ＫＨ２の水平偏向周波数である高周波数で、または必要があ ればより高い周波数で動作させられる。

この水平周波数で動作させられるときには、インバータ１９は１次巻線の部分２ ２ａと２２ｂの各両端間に水平周波数矩形波電圧Ｖｐとして交流入力電圧を発生 する。

１次巻線の部分２２８と２２ｂの両端間に電圧Ｖｐが生ずると、２次出力巻線２ ２ｄ〜２２ｆの両端間に、および高電圧２次出力巻線２２０の両端間に、水平周 波数の交番極性出力電圧が発生する。出力巻線２２ｄの端部リード２８と２９は それぞれ全波整流ダイオード３４と３５に接続され、出力巻線２２ｅの端部リー ド３０と３１はそれぞれ全波整流ダイオード３６と３７に接続され、出力巻線２ ２ｆの端部リード３２と３３はそれぞれ全波整流ダイオード３日と３９に結合さ れている。

共通中心タップリード２７は大地に結合されている。

巻線２２ｄの両端間に生ずる交番極性出力電圧はダイオード３４と３５によって 余波整流されキャパシタ１８により濾波されて、端子４０にたとえば＋２５ボル トのＤＣ供給電圧を発生し、垂直偏向回路およびオーディオ回路のようなテレビ ジョン受像機回路に給電される。巻線２２ｆの両端間に生じた交番極性出力電圧 はダイオード３８と３９により全波整流されキャパシタ１６によって濾波され、 端子４１にたとえば＋２４５ボルトのＤＣ供給電圧を発生してテレビジョン受像 機の映像管駆動回路のような回路を付勢する。

巻線２２ｅに生ずる交番極少出力電圧は、ダイオード３６と３７で全波整流され た後キャパシタ１１で濾波されて、端子２５に水平偏向発生器４３用のＢ十走電 源電圧を発生する。

水平偏向発生器４３は、入力チョーク４２を介して端子２５に結合されているが 、水平発振器と駆動器４６、水平出力トランジスタ４７、ダンパーダイオード４ 日、水平帰線キャパシタ４９および水平偏向巻線４４に直列接続された８字成形 キャパシタすなわち走査キャパシタ４５で構成されている。

水平偏向発生器４３はＢ十走査電源電圧によって付勢されて水平偏向巻線４４中 に水平走査すなわち偏向電流を流す。

高電圧出力巻線２２０に発生した交番極性出力電圧は高電圧回路２４に結合され ていて、端子Ｕに図示されていないテレビジョン受像機の映像管用のＤＣアルタ 高電圧すなわち加速電圧を発生する。高電圧回路２４は、コッククロット・ウオ ルトン型の普通の電圧逓倍整流回路よ構成るか、単一ユニットとして一体にモー ルドされた複数のダイオードと高電圧巻線２２０の個別には示されていない複数 の巻線を持つ半波整流装置よシ構成されたものである。

２次出力巻線２２ｄ〜２２ｆおよび高電圧２次出力巻線２あは相互に比較的接近 してすなわち緊密に磁気的に結合されている。この緊密な結合を得るために、こ れらの巻線は変圧器２２の可磁化磁心１２２の共通の部分の周シに同心的に巻回 されている。これら巻線相互間の緊密な磁気的結合のために、２次出力巻線のう ちの１つに生ずる交番極性出力電圧の調整は、変圧器の他の２次出力巻線に生ず る他の出力電圧に可成りの調整作用を与える。

入力電圧Ｖｉｎの振幅の変動に対して、および端子２５．４０および４１に結合 された負荷回路による負荷の変動やアルタ端子Ｕにおけるビーム電流負荷の変化 に対して、２次出力巻線電圧を調整するために、この変圧器２２の緊密に接近し て結合されている２次出力巻線のうちの１つのもの＼両端間に可飽和リアクトル 負荷回路２０が結合されている。第１図においては、この可飽和リアクトル負荷 回路２０は一例として２次出力巻線２２ｆの両端間に結合されている。

変圧器２２は、１次巻線部分２２ａおよび２２ｂと、密に結合されている調整さ れた２次巻線２２ｃ〜２２ｆのそれぞれとの間に相当の漏洩インダクタンスがあ るように構成されている。２次出力巻線に対し１次巻線を疎に結合することによ り、交流入力電圧の変化により！次巻線の両部分の両端間に印加される電圧が変 化しても、可飽和リアクトル負荷回路２０によって出力電圧が実質的に一定に維 持されるようにすることができる。

１次巻線部分２２ａおよび２２ｂと、２次巻線２２ｃ　−２２ｆ間の漏洩インダ クタンスは、変圧器の可磁化磁心１２２を矩形の閉ループ磁心として構成するこ とにより、変圧器２２に導入することができる。１次巻線は磁心１２２の１つの 脚に巻かれ、出力巻線２２ｂ〜２２　ｅは他の脚上に同心的に巻かれている。可 磁化磁心１２２は、その磁心材料のＢ−Ｈ特性の屈曲点よりも下の高透磁率領域 で動作するように設計されている。従って変圧器２２は高漏洩の実質的に非飽和 変圧器を構成している。

可飽和リアクトル負荷回路２０は、キャパシタ２３、変圧器２２の補償用駆動巻 線２２ｇおよび可飽和リアクトル２１で構成すれている。可飽和リアクトル２Ｉ は可磁化磁心１２１上に配設され尺巻線２１ａを持っている。リアクトル巻線２ １ａは、キャパシタ２３の両端間に変圧器の補償用駆動巻線２２ｇと直列に結合 されている。リアクトル巻線２１ａと変圧器の２次出力巻線２２ｆは導電的に結 合されているが、磁心２１中の磁束が出力巻線２２ｆと実質的に鎖交することが 無い様に磁気的には分離されている。

キャパシタ２３は２次出力巻線２２ｆの両端間に結合されている。従って、出力 巻線２２ｆの両端間に生ずる調整された出力電圧Ｖｏｕｔは、端子５０と５１間 のキャノマシタ２３０両端間にも発生する。電圧Ｖｏｕｔは第２図すと第２図Ｃ に例示されている。

補償用駆動巻線２２ｇは変圧器２２の１次巻線の両部分２２ａと２２ｂのそれぞ れに磁気的に密に結合している。巻線２２ｇの両端間に発生する電圧Ｖｃｄは１ 次巻線電圧Ｖｐと同相の矩形波電圧で１次電圧Ｖｐの振幅を巻線２２ｇ対巻線２ ２ａの巻数比倍した振幅を持っている。１次電圧Ｖｐと補償用電圧Ｖｃｄの訓電 圧は上記の様な理由で第２図ａに１つの波形として例示されている。調整されて い々いＤＣ電圧Ｖｉｎの振幅の変動によって１次電圧Ｖｐの振幅が変ると、補償 用駆動電圧Ｖｃｄの振幅はそれに対応して変化するが位相は１次電圧と同相に保 たれる。

可飽和リアクトル巻線２１ａの両端間に生ずる電圧は波形Ｖｅｒとして第２図す に示されている。このリアクトル電圧ｖＩＩｒは、キャパシタ電圧すなわち出力 電圧Ｖｏｕｔと変圧器の補償用駆動電圧Ｖｃｄとの代数和に等しい。

この出力電圧Ｖｏｕｔを調整するために、可飽和リアクトル２１の磁心１２１は この出力電圧の各半サイクル期間中に磁気的非飽和の状態では、可飽和リアクト ル巻線２１ａのインダクタンスは比較的大きくたとえば５０〜１００ミリへンリ である。磁気飽和した状態では、巻線２１ａのインダクタンスは比較的小さくた とえば０．５〜２ミリヘンリイである・従って、巻線２１ａの飽和インダクタン スすなわち磁心１２＋が飽和したとき呈するインダクタンスは、巻線２１ａの非 飽和インダクタンスすなわち磁心１２１が飽和していないときに呈するインダク タンスの５０分の１から１００分の１の小さな値である。

第２図すに電流ｉｓｒで示されるように、時点Ｔａ−ＴｂおよびＴｆ−Ｔｇ間の りアクドル磁心１２１の非飽和期間の間、リアクトル巻線２Ｉａ中のこのリアク トル電流ｉｓｒ　Ｉｄ　Ｏニ近い値で、リアクトル磁心中に磁束を発生させる小 さな磁化電流のみが流れている。リアクトル巻線２３．の両端間に印加された電 圧ｖｓｒは、リアクトル磁心１２＋中の磁束の方向をたとえば時点Ｔａにおける 磁束方向から逆転させ、次いで逆方向に磁束を増加させる。期間Ｔａ−Ｔｂ内に おけるリアクトル磁心１２＋の磁束密度値はその大部分がその磁心材料のＢ−Ｈ 特性の非飽和領域にある。

一時点Ｔｂに近づくと、リアクトル巻線２１．の両端間に印加される電圧は、リ アクトル磁心１２１中の磁束を、その材料の磁束密度の値がＢ−Ｈ特性の屈曲点 の上方に相当する成る点の、すなわち動作の飽和領域へ持って来る。

説明の目的で、動作の磁気的飽和領域とは、Ｂ−Ｈ特性の屈曲点よりも上方にあ ってＢ−Ｈ特性のこの屈曲点よりも下方におけるこの磁心材料の透磁率に比べて 充分低い透磁率を呈する領域と考えることができる。リチウムビスマス・フェラ イトの様なりアクドル磁心用可磁化材料の場合には、たとえば磁化力Ｈが５０− １００エルステツドである屈曲点から遥かに離れた点におけるこの材料の相対透 磁率は、その曲線の屈曲点よシ下方の点におけるたとえば５００−３０００とい う相対透磁率の値に比べ、極めて低くたとえば２−１０という値である。

期間Ｔｂ−ＴｒおよびＴｇ−Ｔｋの間、リアクトル巻線２１ａが低い飽和インダ クタンスを呈すると、第２図すに示した循環電流６ｏと６１がリアクトル巻線２ １ａとキャパシタ２３の間を流れる。この循環電流６０と６１を生成する共振回 路の固有周波数は、大部分がキャパシタ２３の値と、リアクトル巻線２１ａの飽 和インダクタンスと端子５０と５１から見た高リアクタンス変圧器２２の等価電 源インダクタンスとで形成される並列インダクタンスの値とによって決定される 。この固有周波数は、交流入力電圧源１１の水平偏向周波数１／Ｔ　Ｈよりも高 い。

期間Ｔｂ−ＴｆおよびＴｇ−Ｔｋの間に、第２図すの循環電流６０と６１が可飽 和リアクトル巻線２１ａとキャパシタ２３間ヲｆｆｉれると、キャパシタ２３と 変圧器の２次出力巻線２２ｆの両端間に生ずる出力電圧Ｖｏｕｔは第２図Ｃの時 点ＴｅとＴｊで極性を反転し、循環電流期間の終点である時点ＴｆとＴｋにおい て逆極性の電圧に充電する。

１次電圧Ｖｐの零交叉の時点は変圧器巻線２２ｇの両端間に生ずる同相の補償用 原動電圧Ｖｃｄの零交叉時点と同一時点ＴｃおよびＴｈであるが、出力電圧Ｖｏ ｕｔの零交叉時点は第２図Ｃの時点ＴｏとＴｊである。従って、１次電圧Ｖｐと 負荷回路２０によって生じている出力電圧Ｖｏｕｔとの間には、△θ＝２π△ｔ ／Ｔｈの位相遅れに相当する時間遅れ△ｔがある。

キャパシタ２３の電流はｉｃ　＝＝　ｉｗ　＋　ｉｅｒである。非飽和期間Ｔａ −ＴｂとＴｆ−Ｔｇの間、ダイオード３８と３９を流れる比較的小さな電流を無 視できるとして、キャパシタ２３は変圧器の２次出力巻線２２ｆを流れる第２図 ｄの電流ｉｗによって充電される。この電流ｉｗは、高漏洩変圧器２２によって 定まる等価電源インダクタンス中を流れる電流のうち、２次出力巻線２２ｃ　− ２２ｆに結合されている負荷回路に分流しない部分を表わしている。非飽和期間 Ｔａ　−ＴｂとＴｆ−Ｔｇの間キャパシタ２３が形成する共振回路の個有周波数 は、キャパシタ２３の値と端子５０と５１の間から見た高リアクタンス変圧器２ ２の電源インダクタンスの値とによって決まる。この個有周波数は水平偏向周波 数１７Ｔｌ（よりも低い周波数である。

、出力電圧Ｖｏｕｔの調整を行なうために、負荷回路２０はこの出力電圧の位相 を１次電圧Ｖｐに対しである変化量△θだけ遅れさせる。この位相遅れ△θは、 電力が交流入力電圧源１１から変圧器の２次出力巻線２２Ｑ　−２２ｆに結合さ れている負荷回路へ伝達されるようにするために必要である。この位相遅れは、 入力電圧の振幅と２次出力巻線に対する負荷の程度との関数である。

可飽和リアクトル２１は、第２図ａ〜第２図ｄの非飽和期間Ｔａ　−Ｔｂおよび Ｔｆ　−Ｔｇの期間の比較的大きなインダクタンスから飽和期間Ｔｂ　−Ｔｆお よびＴｇ　−Ｔｋにおける比較的小さなインダクタンスに切換わる。この切換わ りは可飽和リアクトル磁心１２１の磁気飽和特性の関数である。この切換わシ作 用によって、鉄共振負荷回路２０は、入力電圧Ｖｉｎの変化と変圧器２２の２次 出力巻線の負荷の変化とに応動して、出力電圧振幅または半サイクルの面積或い はその両者に大きな変化を生ずることなしに、１次電圧Ｖｐに対する出力電圧Ｖ ｏｕｔの位相角△θを調整する。

第３図ａ−第３図ｅは、アルタ端子Ｕのビーム電流負荷が０の場合に電源回路１ ０によって発生する電流と電圧の波形を定格線路ＤＣ入力電圧Ｖｉｎのときは実 線波形でまた高い線路入力電圧のときは破線波形で示している。第４図ａ〜第４ 図ｅは、定格線路入力電圧のときにおける電源回路１０によって発生する電圧と 電流の波形を、アルタ端子Ｈにおけるビーム電流負荷が大きい場合は実線波形で 、まだアルタ端子Ｕにおけるビーム電流負荷が０または小さいときは破線波形で 示している。

第３図ａ、ｂおよびｄと、第４図ａＸｂおよびｄに示されるように、１次巻線電 圧Ｖｐが定格線路電圧から高い線路電圧に増大すると、才たけ高電圧巻線２２ｃ のような変圧器２次出力巻線の負荷が減少すると、負荷回路２０は、電圧Ｖｐに 対するＶｏｕｔの位相遅れ△θを、入力電圧振幅の増大の場合には△θ１から△ θ２へとまだ負荷減少の場合にはΔθａから△θｂへと減少させてこれに応動す る。

負荷回路２０は、１次電圧Ｖｐと変圧器２次出力巻線負荷の変動に応じて、位相 遅れ△θの一部を少なくとも一時的には、第２図すにおける循環電流６０と６１ の飽和期間Ｔｂ−Ｔｆ　およびＴｇ　−Ｔｋの期間および非飽和期間’ｒａ　− ’ＦｂおよびＴｆ　−Ｔｇの期間を変化させることによって調整する。たとえば 非飽和期間の長さが一時的に減少すると出力電圧Ｖｏｕｔの位相遅れ△θが減少 する。

前述のように、たとえば第２図すとＣの時点Ｔｂに、リアクトル磁心１２１は実 質的に飽和し、リアクトル巻線２１ａのインダクタンスはその非飽和時のインダ クタンスに比べて可成シ低い飽和インダクタンスに大幅に減少する。

キャパシタ２３はこの飽和期間Ｔｂ　−Ｔｆの期間中、高リアクタンス変圧器２ ２が呈する電源インダクタンスと可飽和リアクトル巻線２１ａの飽和インダクタ ンスとより成る並列インダクタンスと共振回路を形成する。

循環電流６０の持続時間は、リアクトル磁心１２１の飽和期間中に形成される上 記の共振回路の個有周波数のみなら、ず、飽和開始の時点Ｔｂにおけるキャパシ タ２３両端間の電圧Ｖｏｕｔ、および飽和期間Ｔｂ　−’ｌ’ｆの間に２次出力 巻流２２ｆからキャパシタ２３に流入する電流ｉｗの量の関数である。飽和終了 時のキャパシタ電圧の大きさが大きいほど、また一般に飽和期間Ｔｂ−Ｔｆの間 に巻線２２ｆからキャパシタ２３に流れる電流の平均な値が小さいほど、循環電 流６０の持続時間は長くなる。

１次電圧Ｖｐの振幅がたとえば漸次増大すると出力電圧Ｖｏｕｔも増大しようと する。出力電圧Ｖｏｕｔの振幅のこの漸次増大は、非飽和期間Ｔａ−ＴｂとＴｆ 　−Ｔｇの持続時間を短縮させるように働き、位相遅れ△θを減少させる。

変圧器巻線２２ｆから鉄共振負荷回路２０に供給される電流ｉｗも１次電圧Ｖｐ の漸増によって漸次変化する。この電流ｉｗの漸次変化は、可飽和リアクトル２ ０をより長い時間飽和状態に維持して循環電流６０と６１の持続時間を漸次長く するようなものである。

数動作サイクルの後、循環電流の長大化と非飽和期間Ｔａ　−ＴｂとＴｆ　−Ｔ ｇの短縮化とが同等となり、新しい平衡位相遅れ△θと漸次高くなった出方電圧 振幅が決定される。出力電圧の増大は、非飽和期間の持続時間がこの新しい平衡 状態でより短くなるからである。

負荷回路２０は、１次電圧Ｖｐの増大に応動して、非飽和期間の変化が比較的小 さくまだ出力電圧の変化が比較的小さな平衡動作状態が再設定されるように位相 遅れ△θを充分減少させるよう設計されることによって、出方電圧の調整を行な う。

適正な負荷回悌の応答を得る一つの方法は、循環電流期間の間中比較的小さな飽 和インダクタンスを呈するように可飽和リアクトル２１を設計することである。

飽和インダクタンスが小さい、たとえば５００マイクロヘンリイ未満で、従って 循環電流の振幅が比較的大きいと、１次電圧の相異なる振幅に対する循環電流の 持続時間の違いは比較的小さい。従って、非飽和期間の持続時間およびそれに伴 って出力電圧の振幅の違いも比較的小さい。

比較的小さな飽和インダクタンスは比較的大きな循環電流を流すので、可飽和リ アクトル巻線２１ａ中の工２Ｒ損を増大させ、またリアクトル巻線からりアクド ル磁心への伝達熱量が増大するので可飽和リアクトル磁心１２１の動作温度が上 昇することになる。この発明の一つの特徴は、可飽和リアクトル巻線２１ａに比 較的大きな循環電流を流す必要なしに比較的良好な出力電圧の調整を行なうこと である。

第１図に示したように、負荷回路２０は、キャノｆシタ２３と可飽和リアクトル ２１の外に、リアクトル巻線２１ａと直列にキャパシタ２３の両端間に結合され た補償用駆動巻線２２ｇを持っている。従って、可飽和リアクトルの循環電流６ ０と６１は巻線２２ｇ中も流れる。補償用駆動巻線２２ｇは１次巻線の部分２２ ａと２２ｂに磁気的に緊密に結合している。補償用駆動巻線２２ｇは交流入力電 圧および１次電圧に関して付加電圧Ｖｃｄの電圧源となっている。電圧Ｖｃｄは 、リアクトル巻線２１ａが低い飽和インダクタンスを呈するとき循環電流期間Ｔ ｂ　−ＴｆおよびＴｇ　−Ｔｊの期間中巻線２２ｇと１次巻線部分２２ａおよび ２２ｂとの間の電力転送に利用される。この電圧Ｖｃｄは負荷回路２０の出力電 圧の調整作用を助ける。

出力電圧の調整に利用できる電圧Ｖｃｄの付加電源によって、可飽和リアクトル ２１の飽和インダクタンスは、出力電圧Ｖｏｕｔの比較的良好な調整を行ないつ ＼循環電流の振幅を３分の１から４分の１に減少させるために、たとえば１〜３ ミリヘンリイという可成シ大きな値に選ぶことができる。循環電流の振幅が減少 すると回路効率が改善されまだリアクトル磁心１２１の動作温度が低くなる。

リアクトル巻線２１ａの両端間に加わる電圧Ｖｅｒは出力電圧Ｖｏｕｔと補償用 駆動電圧Ｖｃｄの和である。１次電圧Ｖｐの振幅が増大すると出力電圧Ｖｏｕｔ の位相遅れは第３図ｄに示されるように減少する。もし補償用駆動巻線２２ｇを 使用しない場合、循環電流をよシ低くかつりアクドル巻線の飽和インダクタンス をより高く設計すると、１次電圧振幅の増大に伴って出力電圧とその半サイクル の電圧−秒面積が実質的に増加することになる。補償用駆動巻線２２ｇの使用に よって、リアクトル巻線２１ａには電圧Ｖｏｕｔの他に電圧Ｖｃｄも印加されて 、出力電圧Ｖｏ＋ｕｔの半サイクル面積の不所望な増大よシもむしろ電圧Ｖｌ！ ｒの半サイクル面積の増大が起る。

第３図ａと第３図Ｃの実線波形で示されるように、定格、１次電圧Ｖｐのときは 、リアクトル電圧Ｖｅｒの正の半サイクルは、１次電Ｅ’＝Ｖ　ｐの正の半サイ クルが時点ｔＯ〜ｔ３にあるのに対し、時点ｔ２〜ｔ５の間に生ずる。この期間 ｔ２〜ｔ５の間に、補償用駆動電圧Ｖｃｄの正味電圧−秒面積も正で、それは第 ３図ａの面積Ａ１＋から面積Ａ１−を差引いたものに等しい。電圧Ｖｏｕｔの正 の半サイクルの電圧ル面積と補償用駆動電圧Ｖｃｄの正味正の半サイクル面積と の差に等しい。

１次電圧Ｖｐが増大すると、補償用電圧Ｖｃｄの振幅も第３図すに示すように１ 次電圧の増大に正比例して増大し、第３図Ｃに破線で示したように、リアクトル 電圧Ｖｅｒの半サイクル電圧−秒面積を増大させる。１次電圧の増加は、また、 第３図ｄの破線波形で示されるように出力電圧の位相遅れを△θ１から△θ２に 減少させる。この位相遅れの減少はまた可飽和リアクトル電圧Ｖｊｒの零交叉の 時点をよシ早い時点ｔ１とｔ４に変移させる。

動電圧Ｖｃｄの振幅の増大の結果、期間ｔ１〜ｔ４におけるリアクトル電圧Ｖｓ ｒの正の半サイクル期間中に補償用駆動電圧Ｖｃｄ波形がカバーする正味の電圧 −秒面積は増大する。第３図すに示されたように、電圧Ｖｃｄがカバーする正味 正の面積Ａ２＋　−Ａ２−は１次電圧Ｖｐの増大と共に増加する。補償用駆動電 圧の正味の半サイクル電圧−秒面積の増大は、リアクトル電圧の半サイクル電圧 −秒面積の増加に対処するもので、それにより出力電圧の半サイクル電圧−秒面 積が事実上一定に保たれると共に出力電＋１”　Ｖ　ｏ　ｕ　ｔの振幅を比較的 不変に保つことができる。

同じ様な効果は、変圧器２次巻線２２ｃ　−２２ｆの負荷が減少したとき、補償 用駆動巻線電圧の正味の半サイクル電圧−秒面積の増加によって生ずる。第４図 Ｃに示されるように、アルタ端子Ｕのビーム電流負荷が○のとき、期間ｔ１′〜 ｔ４′の破線波形で示される可飽和リアクトル電圧Ｖｅｒの正の半サイクル面積 は、ビーム電流負荷が可成り大きな場合の期間ｔ２′〜ｔｓ’における破線波形 で示されるＶｅｒの上記に対応する正の半サイクル面積よりも大きい。第４図ｄ の出力電圧Ｖｏｕｔの遅れ量△θｂへの位相遅れの減少は可飽和リアクトル電圧 Ｖｓｒの零交叉点をｔ１′およびｔ４′へとより早くする。従って、ビーム電流 負荷がＯの場合の補償用駆動電圧Ｖｃｄの正味の正の半サイクル電圧−秒面積は Ａｂ＋からＡｂ−を差引いたものに等しく、ビーム電流負荷が大きい場合のＡａ ＋からＡａ−を差引いたものに等しい正味の正の半サイクル電圧−秒面積よりも 大きい。負荷がより軽いときの電圧Ｖｃｄの正味の半サイクル電圧−秒面積の増 大は、電圧Ｖｅｒの半サイクル電圧秒の増大に備えるだめのもので、その結果、 出力電圧Ｖｏｕｔの半サイクル電圧−秒面積を事実上一定に保ちかつ出力電圧Ｖ ｏｕｔの振幅を比較的不変に維持することができる。

負荷回路２０の動作に関する補償用駆動電圧Ｖｃｄの作用は１次の様に−も説明 することができる。可飽和リアクトル２１は、リアクトル巻線２１ａの両端間に 加わる電圧−秒面積の成る大きさによって磁気的に飽和するように設計されてい る。高漏洩変圧器の２次巻線２２ｆの両端間電圧は、交流入力電圧の周波数およ び負荷回路のキャパシタ２３の値の関として調整される。リアクトル巻線２１ａ は変圧器２０に結合された負荷と考えることができる。調整を行なうために、調 整された電圧Ｖｏｕｔよりも高い電圧が変圧器出力巻線２２ｆの両端間に誘起さ れる状態になると必ずリアクトル巻線２１ａは変圧器に負荷をかける。負荷回路 ２０によるこの出力電圧の調整は、ツェナダイオードがＤＣ電圧を調整する場合 のツェナダイオードが呈する調整作用に類似している。

叱較的良好な調整作用が行なわれるように回路を設計しても、この補償用駆動巻 線２２ｇを使用しなければ、１次電圧Ｖｐが増大すると負荷回路のキャパシタ２ ３の両端間の出力電圧Ｖｏｕｔの増大が生じる。しかしＶｏｕｔのこの増大量は １次電圧の増加割合に比べれば小さな割合である。

この発明の一特徴は、補償用駆動電圧Ｖｃｄを供給することによって、出力電圧 Ｖｏｕｔの増加の割合を、負荷回路２゜中に比較的大きな循環電流を生成するこ とを必要とせずに１次電圧Ｖｐの増加の割合よシも大幅に小さくし得ることであ る。

変圧器の補償用駆動巻線２２ｇは！次巻線部分２２ａと２２ｂに磁気的に緊密に 結合しているので、補償用駆動電圧Ｖｃｄは同じ割合だけ上昇し、それによって 第３図Ｃの破線および実線で描いた電圧Ｖｅｒの波形で示されるようにリアクト ル巻ａ　２１ａの両端間に印加される電圧の振幅を相当増大させる。可飽和リア クトル２１はこのりアクドル巻線の両端間の増大した印加電圧に応動して、出力 電圧Ｖｏｕｔが１次電圧Ｖｐの増大と同じ程度増大することを阻止するように、 高リアクタンス変圧器２次巻線２２ｆに一増大した負荷をかける。補償用駆動電 圧Ｖｃｄの振幅が充分であると、１次電圧の増大による出力電圧Ｖｏｕｔの増大 は大幅に低減する。成る状況下では、もし望むならばこの出力電圧を幾分減少す るようにすることさえできる。

補償用駆動巻線２２ｇの使用により負荷回路２０に与えられる効果に関する３番 目の説明法は次の通りである。補償用駆動巻線２２ｇは、１次巻線部分２２ａと ２２ｂに磁気的に緊密に結合しておくことにより、負荷回路２ｏから電力を取除 くための通路として働く。変圧器巻線２２ｇはりアクドル巻線２２ａと直列にな っているから、キャパシタ２３の共振放電によって可飽和リアクトル巻線２１ａ 中に生ずる循環電流ｉｓｒもこの巻線２２ｇ中を流れ、それによって負荷回路２ ０から電力を除去する。補償用駆動電圧Ｖｃｄは循環電流の流通中に極性を反転 するから巻線２２ｇによって除かれる電力の正味量は１次電圧Ｖｐに対する出力 電圧Ｖｏｕｔの位相遅れの関数である。負荷回路２ｏは、大刀電圧と負荷の変化 によシ位相遅れを変化させることによって、出力電圧Ｖｏｕｔの調整を強化する ような具合に巻線２２ｇを除去される電力量を変化させる。

高漏洩変圧器２２”の磁心１２２は、たとえば、１つの脚に１次巻線部分２２ａ と２２１）を巻き他の脚に２次出カ巻線２２ｃ−２２ｆを巻いた３固型変圧器の 形に構成することができる。相異なる脚に巻かれていることによって、１次巻線 部分２２ａおよび２２ｂと２次出力巻線２２０〜２２ｆとの間には比較的大きな 漏洩インダクタンスを生じ、負荷回路２０を含めて２次出力巻線に結合されてい る全負荷回路に変圧器２２が高い電源インピーダンスを示すことができる。

巻線２２ｇは補償用駆動電圧Ｖｃｄを発生するために、１次巻線部分２２ａおよ び２２ｂが巻かれているのと同じ脚に巻かれている。

別の実施例においては、３脚型磁心１２２の分岐脚に巻かれた巻線２２ｇ’から 補償用駆動電圧ＷＣｄを得ることができる。第１図では、この分岐脚に巻かれた 補償用駆動巻線は破線インダクタンス２２ｇ′として示されている。分岐脚に巻 いたことによって、巻線２２ｇ′と鎖交する磁束は、１次巻線部分２２ａと２２ ｂに鎖交する磁束と２次出力巻線２２ｆに鎖交する磁束とに差を生じさせる。従 って、この分岐脚に巻かれた巻線２２ｇ′によって生ずる補償用駆動電圧Ｖｃｄ は、１次電圧Ｖｐと２次出力電圧Ｖｏｕｔ　との間の差を表わし、１次電圧の変 動に従って変化して出力電圧の良好な調整作用を行う。

分岐脚に巻いた変圧器巻線に生じた補償用駆動電圧を使用する利点は、可飽和リ アクトル巻線２１ａの巻数を少な、＜シ得ることである。しかし、その様な構成 にすると、補償用駆動巻線の巻数を、１次巻線と磁気的に緊密に結合した巻線で 必要とした巻数よシも多く設計する必要がある。

第２図ａ　−ｄの波形と必ずしも同一ではないが似た様な波形を生成する高リア クタンス変圧器２２の一実施例では、■次巻線の中央端子から端部端子の間で測 定したインダクタンスＬｐは１．５ミリヘンリイ、２次巻線２２ｆの２次イ／ダ クタ／スＬｓは１方の１次巻線部分を短絡した状態で３，５　ミ！Ｊヘンリイ、 および上記２つの巻線間の相互インダクタンスＭは２．４ミリヘンリイである。

補償用駆動巻線２２ｇは１次巻線の画部分のそれぞれに緊密に結合されている。

巻線２２８対巻線２２ｇの巻線比は１．２５対１である。磁心材料はマンガン亜 鉛フェライトである。変圧器磁心の形状寸法は、実質的に磁心を磁気的非飽和に 保ちつ＼上記のインダクタンス値を示す３脚型磁心など、任意適当な構成とする ことができる。

キャパシタ２３のキャパシタンスはたとえば０．０２２マイクロフアラド、可飽 和リアクトル２１の磁心材料の飽和磁束密度、断面積および巻数はそのリアクト ル巻線２１ａの非飽和インダクタンスが比較的太き（４０ミリヘンリイ級のとき 第２図ｄの波形と同様なＶｏｕｔ波形を生成するように選ばれる。巻数、平均磁 路長および断面積の如き磁心の形状および磁心材料のＢ−Ｈ特性は、実質的に磁 気飽和が生じたときりアクドル巻線２１ａのインダクタンスがピーク電流の状態 で、実質的に２ミリヘンリイ近辺またはそれより更に低い値に減少するようなも のである。適切な磁心は、リチウムビスマス・フェライトのようナフ”　２”　 １２０ＶＡｃ；　Ｏｉｆｆ’−Ａｆ　３　ｍ　１２０　ＶＡＣ−６６ＶＡＣ；国 際調査＠砦

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 偏向巻線と、ト走査電圧により付勢されて上記偏向巻線中に走査電流を発生させ る偏向発生器と、アルタ端子とこのアルタ端子に結合された高電圧整流装置を含 み上記アルタ端子にアルタ電圧を発生させる手段と、交流入力電圧電源と、可磁 化磁心ととの磁心上に配設された巻線を有する可飽和リアク・トルと、上記電源 と上記可飽和リアクトル巻線とに結合され交番極性１出力電圧を発生するように 上記可飽和リアクトル巻線と鎖交する交（流磁束を上記可磁化磁心中に発生させ る磁化電流を発生する手段と、上記可飽和リアクトル巻線が組合された磁心部分 中に、上記交番極性出力電圧の各サイクル期間にこの交番極性出力電圧を調整す るように上記磁心部分を磁気”的に飽和させるのを助ける磁束を発生する循環電 流を生じさせるキャパシタンスと、上記の調整された交番極性出力電圧に応動し て上記アルク電圧と上記Ｂ十走査電圧のうちの少なくとも１方を発生させる手段 と、上記可飽和リアクトル巻線に結合されていて上記交流入力電圧に関係する値 をもつ補償用電圧の電源とを具備し、上記キャパシタンスによる上記循環電流の 発生と上記可飽和リアクトルへの上記補償用電圧の印加との綜合効果によシ上記 交番極性出力電圧の調整が行なわれるようにされた、テン、ビジョン受像機用の 飽和磁心電源。