JPH0767142B2 - テレビジョン受像機用の飽和磁心電源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の関連する技術分野 この発明は、飽和リアクタンスを使用したテレビジヨン
電源に関するものである。

発明の背景 テレビジヨン受像機の安定化されたアルタ電圧と安定化
されたＢ＋走査電圧を供給するために可飽和リアクタン
ス型電源を使用することができる。約16KHzの水平偏向
周波数という様な比較的高い入力周波数で動作させる場
合には、上記の様な電源は比較的コンパクトで軽量の装
置でよく、比較的複雑で高価な電子的調整器制御回路を
必要とせずに出力電圧の調整を行なうことができる。

1980年12月29日にウイリス（D.H.Willis）氏により出願
された米国特許出願第220847号「テレビジヨン受像機の
鉄共振負荷電源」には、高漏洩変圧器の２次出力巻線の
両端間に結合された可飽和リアクトル負荷回路を具えた
電源が開示されている。この変圧器の１次巻線には、水
平偏向周波数1/T_H周波数をもつ調整（安定化）されない
交流入力電圧の電源が結合されている。高電圧出力巻線
を含む他の複数個の２次出力巻線は可飽和リアクトル負
荷回路の結合された出力巻線に磁気的に緊密に結合され
ている。

この変圧器の各２次巻線に生ずる種々の交流電圧からテ
レビジヨン受像機の種々のDC電圧が取出され、それらの
中には、高電圧巻線に生ずる電圧から取出されるDCアル
タ電圧、および低電圧２次出力巻線に生ずる電圧から取
出されるＢ＋走査電圧が含まれている。可飽和リアクト
ル負荷回路は、変圧器２次出力巻線のうちの１つに生ず
る電圧を調整し、それによつて他のすべての２次出力巻
線に生ずる電圧を調整する。

この可飽和リアクトル負荷回路はキヤパシタを持つてい
る。可飽和リアクトルは可磁化磁心上に配設された巻線
を具えている。交流出力電圧の各半サイクルの期間に、
この可飽和リアクトルの磁心は磁気飽和して上記キヤパ
シタと可飽和リアクトル巻線間を循環電流が流れる。

上記した従来の可飽和リアクタンス型電源においては、
その動作時、可飽和リアクトル磁心が飽和している期間
に、上記の通り循環電流が流れる。この可飽和リアクト
ルは、最大の電圧調整効果を得るために、その飽和時の
インダクタンスが最小値を呈するように設計されるのが
普通である。

しかし、飽和時のインダクタンスが小さいと上記の循環
電流が大きくなり、リアクトル巻線のオーム抵抗のため
に大きなI²R損失を、従って発熱を生じ、これがリアク
トル巻線から磁心に伝わり、磁心に温度上昇をもたら
す。また、磁心中のヒステリシス損および渦流損による
発熱も上記I²R損に加わって磁心の温度を上昇させる。
一方、可飽和リアクトル磁心材料たとえばフェライト等
の飽和磁束密度B_satは、磁心の動作温度の上昇につれて
減少するが、調整された出力電圧はリアクトル磁心の飽
和磁束密度B_satに依存するので、磁心の動作温度が上昇
すると出力電圧が低下するという好ましくない結果が生
じる。従って、磁心の飽和時に流れる循環電流の値をで
きるだけ小さくして、磁心の温度上昇を抑えることが望
ましい。

発明の目的 よって、この発明の目的は、出力電圧の調整機能を低下
させることなしに、可飽和リアクトル負荷回路中の循環
電流の振幅を小さくして、リアクトル巻線中におけるI²
R損失を低減させ、リアクトル磁心の温度上昇を低く抑
えることのできる可飽和リアクタンス型電源を提供する
ことである。

発明の開示 この発明は、出力電圧の調整機能を低下させずに、飽和
時の可飽和リアクトル負荷回路中の循環電流の振幅を小
さくできる補償機能、具体的には出力巻線にこの可飽和
リアクトル負荷が結合されている非飽和変圧器の補償用
巻線、を使用することによって、上記磁心の温度上昇の
問題、従って電圧調整能力低下の問題を解決するもので
ある。若し、この補償機能を使用せずに単に循環電流の
振幅を小さくし得たとすれば、出力電圧の調整度は循環
電流の減少と共に低下してしまい、上記目的は達成でき
なくなる。

この発明によるテレビジョン受像機用の飽和磁心電源の
構成を、以下、便宜上後述する第１図の実施例における
参照符号を付記して説明する。

この電源（10）は、第１（22a、22b）、第２（22g）、
第３（22c）および第４（22e）等の各巻線を有する非飽
和変圧器（22）と、上記第２の巻線（22g）と直列に結
合された可飽和リアクトル（21）とを具備している。上
記第１の巻線（22a、22b）と第２の巻線（22g）は磁気
的に密に結合され、第３の巻線（22c）と第４の巻線（2
2e）も磁気的に密に結合されているが、上記第１の巻線
（22a、22b）と第４の巻線（22e）との磁気的結合は疎
であるように構成されている。

上記第１の巻線（22a、22b）にはAC電圧電源（11）が結
合され、上記第４の巻線（22e）には偏向発生器（43）
が結合され、第３の巻線（22c）には高電圧回路（24）
が結合されており、第２の巻線（22g）は補償用の巻線
を構成している。

また、上記の第２の巻線（22g）と可飽和リアクトル（2
1）の直列結合体には、キャパシタ（23）と、上記第３
の巻線（22c）に磁気的に密結合している巻線（22e、22
fなど）とが並列結合されている。なお、可飽和リアク
トル（21）は、上記第４（22e）の巻線とは磁気的に分
離されている。この構成によって、可飽和リアクトル
（21）は、上記の高電圧回路（24）および上記偏向発生
器（43）に対応する上記巻線から供給される電圧を、上
記可飽和リアクトル（21）を不要に加熱することなし
に、制御することができる。

図面の簡単な説明 第１図は偏向回路とこの発明を実施した可飽和リアクト
ル電源を示し、第２図乃至第４図は第１図の回路の動作
に関係のある波形を示している。

発明の実施例 第１図において、テレビジヨン用の低および高電圧電源
10は変圧器22と可飽和リアクトル負荷回路20を具えてい
る。巻回数の等しい巻線部22aと22bより成る変圧器22の
１次巻線は調整されていない交流入力電圧の電源11に結
合されている。電源11は、インバータ19と、１次巻線の
部分22aと22bの中心タツプ接続体に結合されたDC入力端
子26とを有するものである。端子26には、調整されてい
ない交流線路（配電線）電圧（図示省略）を整流して得
られた、調整されていないDC電圧V_inが印加される。イ
ンバータ19は、たとえば15.75KHzの水平偏向周波数であ
る高周波数で、または必要であればより高い周波数で動
作させられる。この水平周波数で動作させられるときに
は、インバータ19は１次巻線の部分22aと22bの各両端間
に水平周波数矩形波電圧Vpとして調整されていない交流
入力電圧を発生する。

１次巻線の部分22aと22bの両端間に電圧Vpが生ずると、
２次出力巻線22d〜22fの各両端間に、および高電圧２次
出力巻線22cの両端間に、水平周波数の交番極性出力電
圧が発生する。出力巻線22dの端部リード28と29はそれ
ぞれ全波整流ダイオード34と35に接続され、出力巻線22
eの端部リード30と31はそれぞれ全波整流ダイオード36
と37に接続され、出力巻線22fの端部リード32と33はそ
れぞれ全波整流ダイオード38と39に結合されている。共
通中心タツプリード27は大地に結合されている。

巻線22dの両端間に生ずる交番極性出力電圧はダイオー
ド34と35によつて全波整流されキヤパシタ18により濾波
されて、端子40にたとえば＋25ボルトのDC供給電圧を発
生し、垂直偏向回路およびオーデイオ回路のようなテレ
ビジヨン受像機回路に給電される。巻線22fの両端間に
生じた交番極性出力電圧はダイオード38と39により全波
整流されキヤパシタ16によつて濾波され、端子41にたと
えば＋245ボルトのDC供給電圧を発生してテレビジヨン
受像機の映像管駆動回路のような回路を付勢する。

巻線22eに生ずる交番極性出力電圧は、ダイオード36と3
7で全波整流された後キヤパシタ17で濾波されて、端子2
5に水平偏向発生器43用のＢ＋走査電源電圧を発生す
る。水平偏向発生器43は、入力チヨーク42を介して端子
25に結合されているが、水平発振器と駆動器46、水平出
力トランジスタ47、ダンパーダイオード48、水平帰線キ
ヤパシタ49、水平偏向巻線44およびこの水平偏向巻線44
に直列接続されたＳ字成形キヤパシタすなわち走査キヤ
パシタ45で構成されている。水平偏向発生器43はＢ＋走
査電源電圧によつて付勢されて水平偏向巻線44中に水平
走査すなわち偏向電流を流す。

高電圧出力巻線22cに発生した交番極性出力電圧は高電
圧回路24に結合されて、端子Ｕに、図示されていないテ
レビジヨン受像機の映像管用のDCアルタ高電圧すなわち
加速電圧を発生する。高電圧回路24は、コツククロフト
・ウオルトン型の普通の電圧逓倍整流回路より成るか、
単一ユニツトとして一体にモールドされた複数のダイオ
ードと高電圧巻線22cの個別には示されていない複数の
巻線を持つ半波整流装置とで構成されたものである。

２次出力巻線22d〜22fおよび高電圧２次出力巻線22cは
相互に比較的接近してすなわち緊密に磁気的に結合され
ている。この緊密な結合を得るために、これらの巻線は
変圧器22の可磁化磁心122の共通の部分の周りに同心的
に巻回されている。これら巻線相互間の緊密な磁気的結
合のために、２次出力巻線のうちの１つに生ずる交番極
性出力電圧に対する調整作用は、変圧器の他の２次出力
巻線に生じる他の出力電圧にも実質的に調整作用を与え
る。

交流線路（配電線）電圧の変動に伴う入力電圧V_inの振
幅の変動に対して、および端子25、40および41に結合さ
れた負荷回路による負荷の変動やアルタ端子Ｕにおける
ビーム電流負荷の変化に対して、２次出力巻線の各電圧
を調整するために、この変圧器22の緊密に接近して結合
されている２次出力巻線のうちの１つのものゝ両端間に
可飽和リアクトル負荷回路20が結合されている。第１図
においては、この可飽和リアクトル負荷回路20は一例と
して２次出力巻線22fの両端間に結合されている。

変圧器22は、１次巻線部分22aおよび22bと、上記の密に
結合されている被調整２次巻線22c〜22fのそれぞれとの
間に相当の漏洩インダクタンスがあるように構成されて
いる。２次出力巻線に対し１次巻線を疎に結合すること
により、交流入力電圧の変化により１次巻線の両部分の
両端間に印加される電圧が変化しても、可飽和リアクト
ル負荷回路20によつて出力電圧が実質的に一定に維持さ
れるようにすることができる。

１次巻線部分22aおよび22bと、２次巻線22c〜22f間の漏
洩インダクタンスは、変圧器の可磁化磁心122を矩形の
閉ループ磁心として構成することにより、変圧器22に導
入することができる。１次巻線の両部分22aと22bは磁心
122の１つの脚に巻かれ、出力巻線22c〜22fは他の脚上
に同心的に巻かれている。可磁化磁心122は、その磁心
材料のＢ−Ｈ特性の屈曲点よりも下の高透磁率領域で動
作するように設計されている。従つて変圧器22は高漏洩
の実質的に非飽和変圧器を構成している。

可飽和リアクトル負荷回路20は、キヤパシタ23、変圧器
22の補償用駆動巻線22gおよび可飽和リアクトル21で構
成されている。可飽和リアクトル21は可磁化磁心121上
に配設された巻線21aを持つている。リアクトル巻線21a
は、キヤパシタ23の両端間に変圧器の補償用駆動巻線22
gと直列に結合されている。リアクトル巻線21aと変圧器
の２次出力巻線22fは導電的に結合されているが、磁心1
21中の磁束が出力巻線22fと実質的に鎖交することが無
い様に磁気的には分離されている。

キヤパシタ23は２次出力巻線22fの両端間に結合されて
いる。従つて、出力巻線22fの両端間に生ずる調整され
た出力電圧Voutは、端子50と51間のキヤパシタ23の両端
間にも発生する。電圧Voutは第２図ｂと第２図ｃに例示
されている。

補償用駆動巻線22gは変圧器22の１次巻線の両部分22aと
22bのそれぞれに磁気的に密に結合している。巻線22gの
両端間に発生する電圧Vcdは１次巻線電圧Vpと同相の矩
形波電圧で１次電圧Vpの振幅を巻線22g対巻線22aの巻数
比倍した振幅を持つている。１次電圧Vpと補償用電圧Vc
dの両電圧は上記の様な理由で第２図ａに１つの波形と
して例示されている。調整されていないDC電圧Vinの振
幅の変動によつて１次電圧Vpの振幅が変ると、補償用駆
動電圧Vcdの振幅はそれに対応して変化するが位相は１
次電圧と同相に保たれる。

可飽和リアクトル巻線21aの両端間に生ずる電圧は波形V
srとして第２図ｂに示されている。このリアクトル電圧
Vsrは、キヤパシタ電圧すなわち出力電圧Voutと変圧器
の補償用駆動電圧Vcdとの代数和に等しい。

この出力電圧Voutを調整するために、可飽和リアクトル
21の磁心121はこの出力電圧の各半サイクル期間中に磁
気的に非飽和の状態と飽和状態との間で切換えられる。
磁気的非飽和の状態では、可飽和リアクトル巻線21aの
インダクタンスは比較的大きくたとえば50〜100ミリヘ
ンリイである。磁気飽和した状態では、巻線21aのイン
ダクタンスは比較的小さくたとえば0.5〜２ミリヘンリ
イである。従つて、巻線21aの飽和インダクタンスすな
わち磁心121が飽和したとき呈するインダクタンスは、
巻線21aの非飽和インダクタンスすなわち磁心121が飽和
していないときに呈するインダクタンスの50分の１から
100分の１の小さな値である。

第２図ｂに電流isrで示されるように、時点Ta−Tbおよ
びTf−Tg間のリアクトル磁心121の非飽和期間の間、リ
アクトル巻線21a中のこのリアクトル電流isrは０に近い
値で、リアクトル磁心中に磁束を発生させる小さな磁化
電流のみが流れている。リアクトル巻線21aの両端間に
印加された電圧Vsrは、リアクトル磁心121中の磁束の方
向をたとえば時点Taにおける磁束方向から逆転させ、次
いで逆方向に磁束を増加させる。期間Ta−Tb内における
リアクトル磁心121の磁束密度値はその大部分がその磁
心材料のＢ−Ｈ特性の非飽和領域にある。

時点Tbに近づくと、リアクトル巻線21aの両端間に印加
される電圧は、リアクトル磁心121中の磁束を、その材
料の磁束密度の値がＢ−Ｈ特性の屈曲点の上方に相当す
る或る点の、すなわち動作の飽和領域へ持つて来る。説
明の目的で、動作の磁気的飽和領域とは、Ｂ−Ｈ特性の
屈曲点よりも上方にあつてＢ−Ｈ特性のこと屈曲点より
も下方におけるこの磁心材料の透磁率に比べて充分低い
透磁率を呈する領域と考えることができる。リチウムビ
スマス・フエライトの様なリアクトル磁心用可磁化材料
の場合には、たとえば磁化力Ｈが50−100エルステツド
である屈曲点から遥かに離れた点におけるこの材料の相
対透磁率は、その曲線の屈曲点より下方の点におけるた
とえば500−3000という相対透磁率の値に比べ、極めて
低くたとえば２−10という値である。

期間Tb−TfおよびTg−Tkの間、リアクトル巻線21aが低
い飽和インダクタンスを呈すると、第２図ｂに示した循
環電流60と61がリアクトル巻線21aとキヤパシタ23の間
を流れる。この循環電流60と61を生成する共振回路の固
有周波数は、大部分がキヤパシタ23の値と、リアクトル
巻線21aの飽和インダクタンスと端子50と51から見た高
リアクタンス変圧器22の等価電源インダクタンスとで形
成される並列インダクタンスの値とによつて決定され
る。この固有周波数は、交流入力電圧源11の水平偏向周
波数1/THよりも高い。

期間Tb−TfおよびTg−Tkの間、すなわち第２図ｂの循環
電流60と61が可飽和リアクトル巻線21aとキヤパシタ23
間を流れている間に、キヤパシタ23と変圧器の２次出力
巻線22fの両端間に生ずる出力電圧Voutは第２図ｃの時
点TeとTjで極性を反転し、循環電流期間の終点である時
点TfとTkにおいて逆極性の電圧になる。

１次電圧Vpの零交叉の時点は変圧器巻線22gの両端間に
生ずる同相の補償用駆動電圧Vcdの零交叉時点と同一時
点TcおよびThであるが、出力電圧Voutの零交叉時点は第
２図ｃの時点TeとTjである。すなわち、１次電圧Vpと負
荷回路20によつて生じる出力電圧Voutとの間には、△θ
＝２π△t/Thの位相遅れに相当する時間遅れ△ｔがあ
る。

キヤパシタ23の電流はic＝iw＋isrである。非飽和期間T
a−TbとTf−Tgの間、ダイオード38と39を流れる比較的
小さな電流を無視できるとして、キヤパシタ23は変圧器
の２次出力巻線22fを流れる第２図ｄの電流iwによつて
充電される。この電流iwは、高漏洩変圧器22によつて定
まる等価電源インダクタンス中を流れる電流のうち、２
次出力巻線22c−22fに結合されている負荷回路に分流し
ない部分を表わしている。非飽和期間Ta−TbとTf−Tgの
間キヤパシタ23が形成する共振回路の個有周波数は、キ
ヤパシタ23の値と端子50と51の間から見た高リアクタン
ス変圧器22の電源インダクタンスの値とによつて決ま
る。この個周周波数は水平偏向周波数1/T_Hよりも低い周
波数である。

出力電圧Voutの調整を行なうために、負荷回路20はこの
出力電圧の位相を１次電圧Vpに対してある変化量△θだ
け遅れさせる。この位相遅れ△θは、電力が交流入力電
圧源11から変圧器の２次出力巻線22c−22fに結合されて
いる負荷回路へ伝達されるようにするために必要であ
る。この位相遅れは、入力電圧の振幅と２次出力巻線に
対する負荷の程度との関係である。

可飽和リアクトル21は、第２図ａ〜第２図ｄの非飽和期
間Ta−TbおよびTf−Tgの期間の比較的大きなインダクタ
ンスから飽和期間Tb−TfおよびTg−Tkにおける比較的小
さなインダクタンスに切換わる。この切換わりは可飽和
リアクトル磁心121の磁気飽和特性の関数である。この
切換わり作用によつて、鉄共振負荷回路20は、入力電圧
Vinの変化と変圧器22の２次出力巻線の負荷の変化とに
応動して、出力電圧の振幅または半サイクルの面積或い
はその両者に大きな変化を生ずることなしに、１次電圧
Vpに対する出力電圧Voutの位相角△θを調整する。

第３図ａ〜第３図ｅは、アルタ端子Ｕのビーム電流負荷
が０の場合に電源回路10によつて発生する電流と電圧の
波形を、交流線路電圧が定格値120VACのときおよび156V
ACのときの各DC入力電圧V_inの大きさに対応する形で示
している。すなわち、DC入力電圧V_inが定格線路電圧120
VACに対応する定格値150VのときはV_p＝＋150V、V_cd＝＋
120V、また高い交流線路電圧156VACに対応する高いV_in
のときはV_p＝＋212V、V_cd＝＋170Vとして、および他の
電流および電圧の波形を上記V_inの定格値および定格を
超える場合に対応して実線波形と破線波形で、それぞ
れ、示している。第４図ａ〜第４図ｅは、交流線路電圧
が定格値120VACであるときの、従ってDC入力電圧V_inが
定格値、V_p＝＋150V、V_cd＝＋120Vのときにおける電源
回路10によつて発生する電圧と電流の波形を、アルタ端
子Ｕにおけるビーム電流負荷が大きい場合は実線波形
で、またアルタ端子Ｕにおけるビーム電流負荷が０また
は小さいときは破線波形で示している。

第３図ａ、ｂおよびｄと第４図ａ、ｂおよびｄに示され
るように、１次巻線電圧Vpが定格線路電圧から高い線路
電圧に増大すると、または高電圧巻線22cのような変圧
器２次出力巻線の負荷が減少すると、負荷回路20は、電
圧Vpに対するVoutの位相遅れ△θを、入力電圧振幅の増
大の場合には△θ_１から△θ_２へとまた負荷減少の場合
には△θａから△θｂへと減少させてこれに応動する。

負荷回路20は、１次電圧Vpと変圧器２次出力巻線負荷の
変動に応じて、位相遅れ△θを或る程度少なくとも一時
的に、第２図ｂにおける循環電流60と61の飽和期間Tb−
TfおよびTg−Tkの期間および非飽和期間Ta−TbおよびTf
−Tgの期間を変化させることによつて調整する。たとえ
ば非飽和期間の長さが一時的に減少すると出力電圧Vout
の位相遅れ△θが減少する。

前述のように、たとえば第２図ｂとｃの時点Tbに、リア
クトル磁心121は実質的に飽和し、リアクトル巻線21aの
インダクタンスはその非飽和時のインダクタンスに比べ
て可成り低い飽和インダクタンスに大幅に減少する。キ
ヤパシタ23はこの飽和期間Tb−Tfの期間中、高リアクタ
ンス変圧器22が呈する電源インダクタンスと可飽和リア
クトル巻線21aの飽和インダクタンスとより成る並列イ
ンダクタンスと共振回路を形成する。

循環電流60の持続時間は、リアクトル磁心121の飽和期
間中に形成される上記の共振回路の個有周波数のみなら
ず、飽和開始の時点Tbにおけるキヤパシタ23両端間の電
圧Vout、および飽和期間Tb−Tfの間に２次出力巻線22f
からキヤパシタ23に流入する電流iwの量の関数である。
飽和終了時のキヤパシタ電圧の大きさが大きいほど、ま
た一般に飽和期間Tb−Tfの間に巻線22fからキヤパシタ2
3に流れる電流の平均な値が小さいほど、循環電流60の
持続時間は長くなる。

１次電圧Vpの振幅がたとえば漸次増大すると出力電圧Vo
utも増大しようとする。出力電圧Voutの振幅のこの漸次
増大は、非飽和期間Ta−TbとTf−Tgの持続時間を短縮さ
せるように働き、位相遅れ△θを減少させる。

変圧器巻線22fから鉄共振負荷回路20に供給される電流i
wも１次電圧Vpの漸増によつて漸次変化する。この電流i
wの漸次変化は、可飽和リアクトル20をより長い時間飽
和状態に維持して循環電流60と61の持続時間を漸次長く
するようなものである。

数動作サイクルの後、循環電流の流通期間の長大化と非
飽和期間Ta−TbとTf−Tgの短縮化とが同等となり、新し
い平衝位相遅れ△θと漸次高くなつた出力電圧振幅が決
定される。出力電圧の増大は、非飽和期間の持続時間が
この新しい平衝状態でより短くなるからである。

負荷回路20は、１次電圧Vpの増大に応動して、非飽和期
間の変化が比較的小さくまた出力電圧の変化が比較的小
さな平衝動作状態が再設定されるように位相遅れ△θを
充分減少させるよう設計されることによつて、出力電圧
の調整を行なう。

適正な負荷回路の応答を得る一つの方法は、循環電流期
間の間中比較的小さな飽和インダクタンスを呈するよう
に可飽和リアクトル21を設計することである。飽和イン
ダクタンスが小さい、たとえば500マイクロヘンリイ未
満で、従つて循環電流の振幅が比較的大きいと、１次電
圧の振幅の変化に対する循環電流の持続時間の変化は比
較的小さい。従つて、非飽和期間の持続時間およびそれ
に伴つて出力電圧の振幅の変化も比較的小さい。

比較的小さな飽和インダクタンスは比較的大きな循環電
流を流すので、可飽和リアクトル巻線21a中のI²R損を増
大させ、またリアクトル巻線からリアクトル磁心への伝
達熱量が増大するので可飽和リアクトル磁心121の動作
温度が上昇することになる。この発明の一つの特徴は、
可飽和リアクトル巻線21aに比較的大きな循環電流を流
す必要なしに比較的良好な出力電圧の調整を行なうこと
である。

第１図に示したように、負荷回路20は、キヤパシタ23と
可飽和リアクトル21の外に、リアクトル巻線21aと直列
にキヤパシタ23の両端間に結合された補償用駆動巻線22
gを持つている。従つて、可飽和リアクトル循環電流60
と61は巻線22g中も流れる。補償用駆動巻線22gは１次巻
線の部分22aと22bに磁気的に緊密に結合している。補償
用駆動巻線22gは交流入力電圧および１次電圧に関連し
ている付加電圧Vcdの電圧源となつている。電圧Vcdは、
リアクトル巻線21aが低い飽和インダクタンスを呈する
循環電流期間Tb−TfおよびTg−Tkの期間中巻線22gと１
次巻線部分22aおよび22bとの間の電力転送に利用され
る。この電圧Vcdは負荷回路20の出力電圧の調整作用を
助ける。

出力電圧の調整に利用できる電圧Vcdの付加電源によつ
て、可飽和リアクトル21の飽和インダクタンスは、出力
電圧Voutの比較的良好な調整を行ないつゝ循環電流の振
幅を３分の１から４分の１に減少させるために、たとえ
ば１〜３ミリヘンリイという可成り大きな値に選ぶこと
ができる。循環電流の振幅が減少すると回路効率が改善
されまたリアクトル磁心121の動作温度が低くなる。

リアクトル巻線21aの両端間に加わる電圧Vsrは出力電圧
Voutと補償用駆動電圧Vcdの和である。１次電圧Vpの振
幅が増大すると出力電圧Voutの位相遅れは第３図ｄに示
されるように減少する。もし補償用駆動巻線22gを使用
しない場合、循環電流をより低くかつリアクトル巻線の
飽和インダクタンスをより高く設計すると、１次電圧振
幅の増大に伴つて出力電圧とその半サイクルの電圧一秒
面積が実質的に増加することになる。この電圧−秒面
積、および後記の半サイクル面積或いは半サイクル電圧
−秒面積は、図示の種々の電圧波形の、半サイクルにお
ける電圧と時間の積すなわち半サイクル期間にわたる電
圧の積分値で、リアクトル巻線と鎖交する磁束の最大変
化量を表す１つの目安である。補償用駆動巻線22gの使
用によつて、リアクトル巻線21aには電圧Voutの他に電
圧Vcdも印加されて、出力電圧Voutの半サイクル面積の
不所望な増大ではなく電圧Vsrの半サイクル面積の増大
が起る。

第３図ａと第３図ｃの実線波形で示されるように、定格
１次電圧Vpのときは、リアクトル電圧Vsrの正の半サイ
クルは、１次電圧Vpの正の半サイクルが時点t₀〜t₃にあ
るのに対し、時点t₂〜t₅の間に生ずる。この期間t₂〜t₅
の間に、補償用駆動電圧Vcdの正味電圧−秒面積も正
で、それは第３図ａの面積A₁＋から面積A₁−を差引いた
ものに等しい。電圧Voutの正の半サイクルの電圧−秒面
積は、可飽和リアクトル電圧Vsrの正の半サイクル面積
と補償用駆動電圧Vcdの正味正の半サイクル面積との差
に等しい。

１次電圧Vpが増大すると、補償用電圧Vcdの振幅も第３
図ｂに示すように１次電圧の増大に正比例して増大し、
第３図ｃに破線で示したように、リアクトル電圧Vsrの
半サイクル電圧−秒面積を増大させる。１次電圧の増加
は、また、第３図ｄの破線波形で示されるように出力電
圧の位相遅れを△θ_１から△θ_２に減少させる。この位
相遅れの減少はまた可飽和リアクトル電圧Vsrの零交叉
の時点をより早い時点t₁とt₄に変移させる。

可飽和リアクトル電圧Vsrの零交叉点の変移と補償用駆
動電圧Vcdの振幅の増大の結果、期間t₁〜t₄におけるリ
アクトル電圧Vsrの正の半サイクル期間中に補償用駆動
電圧Vcd波形がカバーする正味の電圧−秒面積は増大す
る。第３図ｂに示されたように、電圧Vcdがカバーする
正味正の面積A₂＋−A₂−は１次電圧Vpの増大と共に増加
する。補償用駆動電圧の正味の半サイクル電圧−秒面積
の増大は、リアクトル電圧の半サイクル電圧−秒面積の
増加に対処するもので、それにより出力電圧の半サイク
ル電圧−秒面積が事実上一定に保たれると共に出力電圧
Voutの振幅を比較的不変に保つことができる。

同じ様な効果は、変圧器２次巻線22c−22fの負荷が減少
したとき、補償用駆動巻線電圧の正味の半サイクル電圧
−秒面積の増加によつて生ずる。第４図ｃに示されるよ
うに、アルタ端子Ｕのビーム電流負荷が０のとき、期間
t₁′〜t₄′の破線波形で示される可飽和リアクトル電圧
Vsrの正の半サイクル面積は、ビーム電流負荷が可成り
大きな場合の期間t₂′〜t₅′における実線波形で示され
るVsrの上記に対応する正の半サイクル面積よりも大き
い。第４図ｄの出力電圧Voutの遅れ量△θｂへの位相遅
れの減少は可飽和リアクトル電圧Vsrの零交叉点をt₁′
およびt₄′へとより早くする。従つて、ビーム電流負荷
が０の場合の補償用駆動電圧Vcdの正味の正の半サイク
ル電圧−秒面積はAb＋からAb−を差引いたものに等し
く、ビーム電流負荷が大きい場合のAa＋からAa−を差引
いたものに等しい正味の正の半サイクル電圧−秒面積よ
りも大きい。負荷がより軽いときの電圧Vcdの正味の半
サイクル電圧−秒面積の増大は、電圧Vsrの半サイクル
電圧−秒の増大に備えるためのもので、その結果、出力
電圧Voutの半サイクル電圧−秒面積を事実上一定に保ち
かつ出力電圧Voutの振幅を比較的不変に維持することが
できる。

負荷回路20の動作に関する補償用駆動電圧Vcdの作用は
次の様にも説明することができる。可飽和リアクトル21
は、リアクトル巻線21aの両端間に加わる電圧−秒面積
の或る大きさによつて磁気的に飽和するように設計され
ている。高漏洩変圧器の２次巻線22fの両端間電圧は、
交流入力電圧の周波数および負荷回路のキヤパシタ23の
値の関数として調整される。リアクトル巻線21aは変圧
器22に結合された負荷と考えることができる。調整を行
なうために、調整された電圧Voutよりも高い電圧が変圧
器出力巻線22fの両端間に誘起される状態になると必ず
リアクトル巻線21aは変圧器に負荷をかける。負荷回路2
0によるこの出力電圧の調整は、ツエナダイオードがDC
電圧を調整する場合のツエナダイオードが呈する調整作
用に類似している。

比較的良好な調整作用が行なわれるように回路を設計し
ても、この補償用駆動巻線22gを使用しなければ、１次
電圧Vpが増大すると負荷回路のキヤパシタ23の両端間の
出力電圧Voutの増大が生じる。しかしVoutのこの増大量
は１次電圧の増加割合に比べれば小さな割合である。こ
の発明の一特徴は、補償用駆動電圧Vcdを供給すること
によつて、出力電圧Voutの増加の割合を、負荷回路20中
に比較的大きな循環電流を生成することを必要とせずに
１次電圧Vpの増加の割合よりも大幅に小さくし得ること
である。

変圧器の補償用駆動巻線22gは１次巻線部分22aと22bに
磁気的に緊密に結合しているので、補償用駆動電圧Vcd
は同じ割合だけ上昇し、それによつて第３図ｃの破線お
よび実線で描いた電圧Vsrの波形で示されるようにリア
クトル巻線21aの両端間に印加される電圧の振幅を相当
増大させる。可飽和リアクトル21はこのリアクトル巻線
の両端間の増大した印加電圧に応動して、出力電圧Vout
が１次電圧Vpの増大と同じ程度増大することを阻止する
ように、高リアクタンス変圧器２次巻線22fに増大した
負荷をかける。補償用駆動電圧Vcdの振幅が充分である
と、１次電圧の増大による出力電圧Voutの増大は大幅に
低減する。或る状況下では、もし望むならばこの出力電
圧を幾分減少するようにすることさえできる。

補償用駆動巻線22gの使用により負荷回路20に与えられ
る効果に関する３番目の説明法は次の通りである。補償
用駆動巻線22gは、１次巻線部分22aと22bに磁気的に緊
密に結合しておくことにより、負荷回路20から電力を取
除くための通路として働く。変圧器巻線22gはリアクト
ル巻線21aと直列になつているから、キヤパシタ23の共
振放電によつて可飽和リアクトル巻線21a中に生ずる循
環電流isrもこの巻線22g中を流れ、それによつて負荷回
路20から電力を除去する。補償用駆動電圧Vcdは循環電
流の流通中に極性を反転するから巻線22gによつて除か
れる電力の正味量は１次電圧Vpに対する出力電圧Voutの
位相遅れの関数である。負荷回路20は、入力電圧と負荷
の変化により位相遅れを変化させることによつて、出力
電圧Voutの調整を強化するような具合に巻線22gによつ
て除去される電力量を変化させる。

高漏洩変圧器22の磁心122は、たとえば、１つの脚に１
次巻線部分22aと22bを巻き他の脚に２次出力巻線22c−2
2fを巻いた３脚型変圧器の形に構成することができる。
相異なる脚に巻かれていることによつて、１次巻線部分
22aおよび22bと２次出力巻線22c〜22fとの間には比較的
大きな漏洩インダクタンスを生じ、負荷回路20を含めて
２次出力巻線に結合されている全負荷回路に変圧器22が
高い電源インピーダンスを示すことができる。巻線22g
は補償用駆動電圧Vcdを発生するために、１次巻線部分2
2aおよび22dが巻かれているのと同じ脚に巻かれてい
る。

別の実施例においては、１次巻線部分22aおよび22bが巻
かれているのと同じ脚にではなく３脚型磁心122の分岐
脚に巻かれた巻線22g′から補償用駆動電圧Vcdを得るこ
とができる。第１図では、この分岐脚に巻かれた補償用
駆動巻線は破線インダクタンス22g′として示されてい
る。分岐脚に巻いたことによつて、巻線22g′と鎖交す
る磁束は、１次巻線部分22aと22bに鎖交する磁束と２次
出力巻線22fに鎖交する磁束とに差を生じさせる。従つ
て、この分岐脚に巻かれた巻線22g′によつて生ずる補
償用駆動電圧Vcdは、１次電圧Vpと２次出力電圧Voutと
の間の差を表わし、１次電圧の変動に従つて変化して出
力電圧の良好な調整作用を行う。

分岐脚に巻いた変圧器巻線に生じた補償用駆動電圧を使
用する利点は、可飽和リアクトル巻線21aの巻数を少な
くし得ることである。しかし、その様な構成にすると、
補償用駆動巻線の巻数を、１次巻線と磁気的に緊密に結
合した巻線で必要とした巻数よりも多く設計する必要が
ある。

第２図ａ〜ｄの波形と必ずしも同一ではないが似た様な
波形を生成する高リアクタンス変圧器22の一実施例で
は、１次巻線の中央端子から端部端子の間で測定したイ
ンダクタンスLpは1.5ミリヘンリイ、２次巻線22fの２次
インダクタンスLsは１方の１次巻線部分を短絡した状態
で3.5ミリヘンリイ、および上記２つの巻線間の相互イ
ンダクタンスＭは2.4ミリヘンリイである。補償用駆動
巻線22gは１次巻線の両部分のそれぞれに緊密に結合さ
れている。巻線22a対巻線22gの巻線比は1.25対１であ
る。磁心材料はマンガン亜鉛フエライトである。変圧器
磁心の形状寸法は、実質的に磁心を磁気的非飽和に保ち
つゝ上記のインダクタンス値を示す３脚型磁心など、任
意適当な構成とすることができる。

キヤパシタ23のキヤパシタンスはたとえば0.022マイク
ロフアラド、可飽和リアクトル21の磁心材料の飽和磁束
密度、断面積および巻数はそのリアクトル巻線21aの非
飽和インダクタンスが比較的大きく40ミリヘンリイ級の
とき第２図ｄの波形と同様なVout波形を生成するように
選ばれる。巻数、平均磁路長および断面積の如き磁心の
形状および磁心材料のＢ−Ｈ特性は、実質的に磁気飽和
が生じたときリアクトル巻線21aのインダクタンスがピ
ーク電流の状態で実質的に２ミリヘンリイ近辺またはそ
れより更に低い値に減少するようなものである。適切な
磁心は、リチウムビスマス・フエライトのようなフエラ
イトで、これは他の多くの材料に比べて磁心の動作温度
変化によるBsatの変化が比較的小さいという付加的な利
点がある。この磁心の構造は、上記のインダクタンス値
を得られる様な、トロイド形または他の任意適当な形と
することができる。

個別の電力変圧器とこの変圧器の２次出力巻線に結合さ
れた個別可飽和リアクトル調整器を使用することによつ
て、この変圧器の２次巻線のうちの１つだけに結合され
た唯１つの可飽和リアクトル巻線を使用して、複数の調
整された出力電圧を発生させることができる。同様に、
たヾ１つの補償用素子を使用して１つ以上の出力電圧の
良好な調整を行なうことができる。

発明の効果 以上の説明から明らかな様に、この発明においては、可
飽和リアクトル巻線に対して、非飽和変圧器の１次巻線
と磁気的に密結合した補償用駆動巻線を直列に接続し
て、リアクトル巻線の両端間に非飽和変圧器の出力電圧
V_outに加えて補償用駆動電圧V_cdが印加されるようにし
たことによって、出力電圧V_outに対する調整作用を損な
わずに、可飽和リアクトルの飽和時におけるインダクタ
ンス値を可成り大きな値に設定することができる。その
ため飽和時の可飽和リアクトル負荷回路中、すなわち可
飽和リアクトル巻線とキャパシタの並列回路中、を流れ
る循環電流を小さくすることが可能となった。その結
果、リアクトル巻線中のI²R損、渦電流損およびヒステ
リシス損が低減されるので、リアクトル磁心の動作温度
が高くなることが無く、高い飽和磁束密度B_satを維持し
て良好な出力電圧調整作用と回路効率を実現することが
できる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−102969（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−133770（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】第１、第２、第３および第４の巻線を有
   し、その第１と第２の両巻線は密に結合され、第３と第
   ４の両巻線も密に結合されているが、上記第１と第４の
   両巻線の結合は疎であるような非飽和変圧器と、 上記第１の巻線に結合されたAC電圧電源と、 上記第４の巻線に結合された偏向発生器と、 上記第３の巻線に結合された高電圧発生器と、 上記第２の巻線と直列に結合された可飽和リアクトル
   と、を具備し、 上記第２の巻線と可飽和リアクトルの直列組合わせに
   は、 上記第３の巻線には密に結合しかつ上記第１と第２の巻
   線には疎に結合した上記非飽和変圧器の巻線とキャパシ
   タとがそれぞれ並列に結合されており、また上記可飽和
   リアクトルは上記非飽和変圧器から磁気的に分離されて
   いて、上記可飽和リアクトルが上記高電圧発生器および
   上記偏向発生器に印加される電圧を、上記可飽和リアク
   トルを過度に加熱することとなしに、制御するように構
   成されている、テレビジョン受像機用の飽和磁心電源。