JPS5854873A - 電流型三相インバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流型三相インバータの制御回路に関し、前記
電流型三相インバータのＰＷＭ制御の際に用いて有用な
ものである。

第１図は電流型三相インバータをその制御回路及び三相
誘導電動機とともに示す回路図である。同図に示すよう
に電流型二相インバータ１は６個のサイリスタＴ、　、
Ｔｔ−Ｔｍ　、Ｔ４　、Ｔｓ　、Ｔａと転流用の６個の
コンデンサ’Ｉ　＋　Ｃ１＋　Ｃｍ　＋　ｃ、　ｌ　ｃ
ｍ　＋０６及びダイオードＤｒ　、　Ｄｌ　、　Ｄｓ　
、Ｄ４　、　Ｄｓ　、Ｄｏとを有しておシ、三相交流電
源（図示せず）に接続された三相ブリッジ整流回路２で
整流した直流を、更に交流に逆変換して相互に位相が１
２０゜異なる負荷電流ＩＢ＋’　Ｉｂ＋　ｔ、を三相誘
導電動機３に供給するようになっている。このときリン
グカウンタ４は、速度設定器５の設定値により決定され
る電圧を電圧／周波数変換器６で変換した信号の周波数
に対応せしめ、ゲートアンプ７を介して前記サイリスタ
Ｔ、〜Ｔ６を順次トリガすることにより前記負荷電流ｔ
ａｌ　ｌｂ＋　ｔｅの周波数を制御して三相誘導電動機
３の速度制御を行なうようになっている。この結果、電
流型三相インバータ１の出力である負荷電流ｔ＆、　ｉ
ｌ）、　ｉ（Ｂは、第２図に示すように、１２０°づつ
位相が異なる矩形波となる。なお、ｗ、１図に示すオペ
アンプ８．９ゲ一ト位置調整器１０及びダイオード１１
゜１２で三相ブリッジ整流回路１２の出力電圧制御系を
構成している。ところが、かかる技術においては前述の
通シ負荷電流ｊａｒ　’ｂ＋　’Ｑが矩形波であるため
に高調波成分（特に第３高調波及び第５高調波等の低次
高調波）が含廿れ、これが原因で三相誘導電動機３のト
ルクに脈動分が混入する。そこで前記負荷電流ｔ＆、　
ｉｂ＋　ｉ（Ｈの波形を可及的に正弦波に近ずけて前記
脈動分を除去すべくＰＷＭ制御方式なるものが提案され
ている。これは前記リングカウンタ４の代わりにＰＷＭ
パターン発生発生膜け、このパターン発生部の出力信号
であるトリガパルスにより前記電流型三相インバータ１
のサイリスタＴ１〜Ｔ６のトリガタイミングを制御する
ものである。更に評言すると、例えば第３図に示すよう
に、負荷電流ｌａのパルス幅の長い期間の立上シに先立
つ６０°の期間（以下転流期間Ｔと呼称する）でサイリ
スタＴ６を導通した状態でサイリスタＴ１とＴ。

を交互に導通し、更に負荷電流１８の前記パルス幅の長
い期間の立上シの後の６０°の転流期間Ｔでサイリスタ
Ｔ２を導通した状態でサイリスタＴＩ＋Ｔ３を交互に導
通することによシパルス幅の長い期間の前後にパルス幅
の短かい複数個のパルスを形成す石ものである。第３図
中の斜線部分は各サイリスタＴ１〜Ｔ６が導通状態であ
ることを示している。負荷電流ｔｂ、　ｉｅに関しても
同様の操作を行なっている。かくて負荷電流１　ａ”’
；　ｉ　ｃは第４図に示すような波形となり、単なる一
発の矩形波よυも正弦波に近いものとなっている。

一方、前記電流型三相インバータ１において、負荷電流
量１〜ｉ。の位相を制御して良好な連応性を得るベクト
ル制御の一方式も提案されている。

これは次の様なものである。第５図（ａ）　、　（ｂ）
　、　（ｃ）は三相誘導電動機３の磁束φと負荷電流Ｉ
Ｌ（前記負荷電流ｔａ、　ｉｂ、　ｔｃを総括して呼称
するものとする：以下間じ）の位相関係を示したもので
ある。このうち第５図（ｂ）は負荷電流Ｉｔ、の値が小
さい場合、第５図（Ｃ）は負荷電流ＩＬＯ値が大きい場
合の磁束φ（第５図（ａ）参照）に対する位相関係を夫
々示している。即ち、負荷電流ＩＬが小さい場合の磁束
φに対する位相差φ０と負荷電流ＩＬが大きい場合の磁
束φに対する位相差φＮとは違っており、φＮ〉φ０な
る関係にある。そこで誘導電動機３の設定速度が変更さ
れた場合で、例えば負荷電流ＩＬが大きくなる場合には
、第５図（ｂ）に示す位相関係の負荷電流ＩＬが第５図
（ｅ）に示す位相関係を保持するよう変化するのである
が、との場合の応答特性が悪いという問題がある。

これは負荷電流ＩＬの第５図（ｂ）に示す状態から第５
図（ｃ）に示す状態への変化が緩やかであるからである
。そこで前記ベクトル制御では負荷電流ＩＬを第５図（
ｂ）に示す状態から強制的に第５図（Ｃ）に示す状態へ
変化させている。そしてこれは電流型三相インバータ１
のサイリスタＴ、〜Ｔ６を通常の順序を無視して適宜ト
リガすることによ多行なっている。

ところが叙上の２方式を組合せた適当な制御方式は未だ
に提案されていない。これは負荷電流Ｉｔ、の急変があ
った場合には電流型三相インバ−夕１の導通サイリスタ
の変更を行ない且つ電流ベクトルを最適な位置に制御せ
ねばならず非常に制御が複雑になるからでおる。更に評
言すると、第５図（ｂ）　、　（ｃ）に示すように、例
えば二点鎖線で示す変化時点Ｃで負荷電流ＩＬを第５図
（ｂ）に示す状態から第５図（ｃ）に示す状態に変える
ものとし且つ斜線の部分は夫々転流期間Ｔであるとする
と、第５図（ｂ）に示す状態の例えば負荷電流１ａ（第
１図、第４図参照）の場合には、−側では前記電流型三
相インバータ１のサイリスタＴ！が導通しており且つ＋
側ではそのサイリスタＴ、若しくはサイリスタＴ−の何
れか一方が導通している（第３図参照）。ここで第５図
（ｅ）に示す状態に移行させるものとすると、前記変化
時点Ｃでは＋側ではサイリスタＴ３を導通させ且つ一側
ではサイリスタＴ、若しくはサイリスタＴ４の何れか一
方を導通させなければならない（第３図参照）。このよ
うに導通させるサイリスタＴ、〜Ｔ６を適宜選択して負
荷電流ＩＬの位相が最適になるように制御する必要があ
る。

本発明は、かかる現状に鑑み、ＰＷＭ制御方式とベクト
ル制御方式の長所を兼備し、しかも経済的で高性能な電
流型三相インバータの制御回路を提供することを目的と
する。かかる目的を達成する本発明は次の原理をその技
術思想の基礎とするものである。前記第５図（ａ）〜第
５図（ｃ）に基づく転流期間Ｔの変更の態様の説明は一
例であるが、その態様は負荷電流ＩＬの変化の大きさ及
び変化時点Ｃによって異な９種々の組合せが考えられる
。この組合せを全て列挙したのが第６図（ｃ）〜第６図
（ｊ）である。即ち第６図（ｂ）が現時点の負荷電流Ｉ
Ｌの波形であシ、これが第６図（ｃ）〜第６図（ｊ）の
何れかに変化する。この説明のために、第６図（ａ）に
示すように、負荷電流ＩＬの＋側の後の転流期間Ｔ（図
中斜線で示す二以下同じ）を■の状態、この転流期間Ｔ
に続く前記負荷電流ＩＩ、の一側の前の転流期間Ｔを■
の状態、これに続く一側の定常状態の期間を■の状態、
これに続く一側の後の転流期間Ｔを■の状態、これに続
く＋側の前の転流期間Ｔを■の状態、これに続く＋側の
定常状態の期間を■の状態とし、何れの転流期間Ｔ及び
定常状態の期間も６０°とする。これを負荷電流１ａを
例に採υ第３図を参照してサイリスタＴ、〜Ｔ６の導通
と対応させると第１表ができる。

第　　　１　　　表 一方、現時点の負荷電流ＩＬから第６図（ｅ）及び第６
図（２））に示す状態に変化するときには■の状態はそ
のまま保持される。以下同様に変化状態を場合分けする
と、第６図（ｄ）及び第６図（−）に示す状態に変化す
るときには■の状態、第６図０１）及び第６図（ｉ）に
示す状態に変化するときには■の状態、第６図（ｆ）に
示す状態に変化するときには■の状態、第６図（ｊ）に
示す状態に変化するときには■の状態に夫々変化する。

これを定量的に考察すると次の様になる。いま第６図（
ａ）〜第６図（ｊ）に示すように、θ−現時点の負荷電
流ＩＬの■の状態の始まりから変化時点Ｃｔでの位相差
、αＴ＝現時点の負荷電流ＩＬの■の状態の始ま）から
変化後の負荷電流ＩＬにおける■の状態の終如までの位
相差とすると、Ｏ＜（αＴ−＃）（６０゜のときは■の
状態が保持される場合、−６０°〈（αＴ−〇）〈０の
ときは■の状態へｉ化する場合、６０°〈（α丁−〇）
（１２０°のときは■の状態へ変化す′る場合、−１２
００＜　（αＴ−〇）　（−６０°のときは■の状態に
変化する場合、１２００＜（αＴ−〇）のときは■の状
態に変化する場合であることが理解される。このように
５通漫に分けられるのであるが、第６図（ｆ）に示す状
態に変化する場合（■の状態に変化する場合）及び第６
図（」）に示す状態に変化する場合（■の状態に変化す
る場合）は実用上無視して考えることができる。これは
このようカ■、■の状態になる場合は負荷電流ＩＬの変
化が非常に急峻である場合であり、このような急峻な変
化は実際にはないものと考えて良いからである。そこで
これらをまとめると第２表ができる。

第２表 かくて負荷電流ＩＬの状態変化に応じた操作が決定され
るが、サイリスタＴ１〜Ｔ６の更に具体的な転流過程を
調べると次のことがわかる１、変化後の負荷電流ＩＬに
おける導通サイリスタＴ１〜Ｔ６は予め決められている
ＰＷＭパターンと第６図（ｃ）〜第６図（ｊ）に示すよ
うに変化後の負荷電流ＩＬ、４ における変化時点Ｃが属する状態の始まシから変化時点
Ｃｔでの位相差αＮとから決定される。

例えば負荷電流ｌａを例に採υ第７図（ａ）に示す状態
から第７図（ｂ）に示す状態に変化する場合を考えると
、この場合には■の状態が保持されるのでＳモードであ
るが、導通せしむべきサイリスタＴ１〜Ｔ６は、第７図
（ｂ）の場合には第７図（ａ）の場合のサイリスタＴ、
、Ｔ、からサイリスタＴ、、Ｔ、に変わるのでただちに
サイリスタＴ、からサイリスタＴ１への転流を行ない且
つ次の転流までの時間をＡｌｆに設定してやる必要があ
る。これは時間αＮを計算しＰＷＭパターンと対応させ
ることによυ決定される。そこで各モード毎の時間αＮ
の計算式をまとめたのが第３表である。

第　　　３　　　表 こうして、αＴ−〇の演算にてＭ、Ｓ、Ｈの各モードが
決定され、１転流期間進めるのか、同じ期間内であるの
か、又は１転流期間戻すのかが決まる。更に、負荷電流
ＩＬの変化に応じた時点での新たなＰＷＭパターンにお
いて、その変化時点が属する状態の始ｔ、ｂからその変
化時点までの位相差αＮすなわちその状態内にて変化時
点がどの位置に存在するかの程度αＮを演算することが
できる。また、変化時点が属する状態内で状態の終りか
らその変化時点までの位相差δＮを検出できる。

かかる演算に基づき転流補正を行なうとき次の方式によ
る。すなわち、たとえば第８図に示すようにＰＷＭパタ
ーンの各有意状態に番号を付ける。この例では０から８
までの数であるが、その数は０から２（ｍ−１）ｔでの
番号となる。

ここでｍはＰＷＭパルス数である。この番号をに番号と
するとき、変化時点における新たなＰＷＭパターンにて
αＮの演算によ、９に番号が求められる。例えば、第６
図（２））の時ＡＣｉｔ第８図に示すに＝２の如くであ
る。を九、第６１伽）に示す現在のＰＷＭパター／にお
いてもに番号で変化時点が得られる。こうして、現在の
ＰＷＭパターンと新たなＰＷＭパターンとにおけるに番
号す表わちに５と取とによυ転流補正を行なっている。

転流補正に際してはＰＷＭパターンが二つの有意状態に
あって、たとえば第８図に示すに＝１．３，５．７が同
じ有意状態にあり、Ｋ−２゜４．６．８が他の有意状態
にある。さらにＳモードにおける現在導通サイリスタは
Ｔ　ｔ　Ｔ　雪とＴ　ｔＴ　ｓであシ、新導通サイリス
クもＴ　ｓ　Ｔ　ｔとＴ霊Ｔｍである。

Ｍモードでは現在導通サイリスタはＴｘＴｔ　、ＴｚＴ
ｓでアシ、新導通サイリスタはＴ！ＴｌｌとＴ　ｓＴａ
となる。

Ｓモードでは現在導通サイリスタはＴ　ＩＴ　ｔとＴｔ
Ｔｌであυ、新導通サイリスタはＴ　ｓ　Ｔ　ｔと’ｒ
、’ｒ、となる。

そして、上記二つの有意状態と現在導通サイリスタおよ
び新導通サイリスタとの関係が一致するので各モード毎
に第９図（Ｓ）　、　（Ｉｎ　、　（Ｂ）Ｋ示す処理が
可能となる。この関係を表にしたものが第４表、第５表
、第６表である。

シ、まずに番号を加算してに５十心ｑを得る。ついで、
このに８＋ＫＮが偶数か奇数かを判定し、偶数の場合（
Ｋｓ偶数ＫＮ偶数の場合かに８奇数取奇数の場合）同じ
導通サイリスタＴ、Ｔ、を用いるので補正はない。奇数
の場合（ＫｓとＫＮとが偶数と奇数の組合せ）現在のＰ
ＷＭパターンにおけるに番号に８の偶数か奇数かを判定
し、ＫＳが偶数のとき導通サイリスタＴｓ　、Ｔ＊であ
るので新たなＫＮに当る番号が奇数となって新たな導通
サイリスタはＴ　ｔＴ　ｓとなシ、逆にＫｇが奇数のと
き導通サイリスタＴ、Ｔ、であるので新たな偶数欧に尚
る導通サイリスタはＴｓＴｔとなる。すなわち、Ｋ１１
ｌが偶数で１回の正転補正を行ないに８が奇数で１回の
逆転補正を行危う。

第９図Ｍおよび第５表はＭモードの転流補正であり、Ｋ
８＋ＫＮを得た後、このＫｇ十ＫＮの偶数、奇数を判定
する。このＭモードの場合第８図に示す左側の子状態か
ら右側の一状態になる。

Ｋｇ十ＫＮの偶数又は奇数の判定結果偶数になるとき現
在導通サイリスタＴ、　、　Ｔ２又はＴ、、Ｔ、が新た
な導通サイリスタＴ！、Ｔｆｉ又はＴ、、Ｔ４になり、
１回正転となる。奇数になるとき更ににρ偶数か奇数か
を判定しＫＳが偶数のとき導通サイリスタの変更はＴ＋
　Ｔ’ｓがＴ、　Ｔ、となるので２回正転の補正を行な
い、ＫＳが奇数のとき導通サイリスタＴ。

Ｔ、が変更せず転流補正はない。

更に第（９）図Ｑ３）および第６表はＢモードの転流補
正であり、ＫＳ＋ＫＮを得てこの値の偶数・奇数を判定
する。このＢモードの場合はＰ　Ｗ　Ｍ　）９ターンに
て１転流期間Ｔだけ戻ることになる。

Ｋｓ十ＫＮが偶数に判定されるとＰＷＭ／ｆターンによ
シ現導通サイリスタＴ、、Ｔ、又はＴ、、Ｔ、が新導通
サイリスタＴｏ、Ｔ＋又はＴ、　Ｔ２に変わるので１回
逆転の補正をすることになる。ＫＳ＋ＫＮが奇数に判定
されるとつぎにに、の偶数・奇数が判定される。ＫＳが
偶数の場合、導通サイリスタはＴ、　Ｔ。

のままであるので補正は不要であり、　ＫＳが奇数に′
判定されると導通サイリスタをハＴ、からＴ、Ｔ。

に変更されて２回逆転の転流補正を行なう。

なお、第４表〜第６表において現導通サイリスタとは変
化時点Ｃで現実に導通しているサイリスタＴｌ−Ｔ、、
新導通サイリスタとは変化後の負荷電流ＩＬの変化時点
Ｃにおける状態を作るために導通せしむべきサイリスタ
ＴＩ−Ｔ６　ｓ転流補正における正転とはグラス側の導
通サイリスタがサイリスタＴｌ→Ｔ３→Ｔｓ→Ｔ１の順
に移行し、且つマイナス側の導通サイリスタがＴ２→Ｔ
４→Ｔ６→Ｔ２の順に移行する場合をいい、逆転とは前
記順序が逆に移行する場合をいう。

したがってαが一〇の大小関係によｆｉＭ、Ｓ。

Ｂの何れかのモードを選択し、更に各モードＭ。

８、Ｂにおける現導通サイリスタに対する新導通サイリ
スタは位相差〜に基づ呵ＫＮとの関係によシ求まるので
、これに応じてサイリスタＴ！〜Ｔ６の導通を制御して
やれば負荷電流ｆＬの転流期間Ｔであっても変化後の位
相に強制的に変えてやることができる。

かかる知見を基礎とする本発明の実施例全図面に基づき
詳細に説明する。第１０図に示すように１本実施例では
電流型三相イン・々−タ（第１図参照）の−次電流■１
と励磁電流ＩＯとを負荷電流計算部１３に入力すること
にニジ負荷電流ＩＬを計算し、更にこの負荷電流工りと
励磁電流Ｉ。

とを位相差検出部１４に入力することにより両者の位相
差φを求めてαア演算部１５に送出するとともに位相差
記憶部１６に記憶せしめる。即ち三相誘導電動機３（第
１図参照）に供給する負荷電流Ｉｏを変化せしめる指令
があった場合には、現時点の負荷電流ＩＯと変化後の負
荷電流Ｉ。

との位相差α１は磁束φを媒介としてαＴ演算部１５で
算出される（第５図（ａ）〜第５図（ｃ）参照）。一方
２位相差θはθ記憶部１７に記憶されており。

その出力を（αＴ−〇）演算部１８に送出している。（
αＴ−〇）演算部１８には前記αＴ演算部１６で演算さ
れた位相差αＴも送出されてきておシ。

ここで（αＴ−θ）の値を演算しモード判定部１９に送
出することによりその１流期間Ｔに対する大小関係によ
シモードＭ、Ｓ　、Ｈの何れであるかを判定する。ここ
でモードＭ、Ｓ、Ｂが特定される〇一方αＮ演算部２０
ば（αＴ−θ）演算部１８の出力信号音基に位相差αＮ
を演算しＰＷＭ・平ターン記憶部２Ｉに送出する。この
ことにより変化後の負荷電流ＩＬの変化時点Ｃが属する
状態の始まりから変化時点ｃ−１での位相差αＮが記憶
される。ＰＷＭパターン記憶部２１には負荷電流工しヲ
発生するための７４ターンが記憶されており、時間変換
部２２において時間間隔に変換されリングカウンタ２３
のクロックパルスＣＬＫと彦る。このリングカウンタ２
３けその出力信号で電流型三相インバータ１のサイリス
タＴ１〜Ｔ６を適宜トリガする。このときリングカウン
タ２３け正転・逆転端子ＦｏｒＲ’に有してお９．これ
に対する入力により例えばサイリスタＴｌ→サイリスタ
Ｔ３という正方向への転流とサイリスタＴ３→サイリス
タＴＩといり逆方向への転流とが選択される。前記Ｐ　
Ｗ　Ｍ　／ｆターン記憶部２１の出力も正転・逆転端子
ｔｏ　ｒＲに入力されており負荷電流工りの転流期間Ｔ
では正転・逆転が交互に選択されることにより１例えば
サイリスタＴｌ、Ｔ３が交互に導通される。転流補正記
憶部２４には前述した各モードＭ、Ｓ　、Ｂに対応する
第９図Ｍｌ（へ）（ロ）の回路機能が設定され、第４表
〜第５表に示す転流補正情報が記憶されている。機能上
この転流補正記憶部２４には、ＰＷＭパターン記憶部２
１の内容を基に現導通サイリスタＴ１〜Ｔｓ’に記憶し
ている現導通サイリスタ記憶部２５の内容及びＰＷＭパ
ターン記憶部２１の内容が入力されることは前述のＫｓ
、に番号にて判明するとおりである。かくてモード判定
部１９により判定されたモードＭ、Ｓ　、Ｈに対応する
転流補正指令、即ち転流回数と正転・逆転の何れかが現
導通サイリスタ記憶部２５及びＰＷＭ−臂ターン記憶部
２１の内容を基にして形成されリングカウンタ２３のク
ロックパルスＣＬＫ及び正・逆選択ノ９ルスとなって送
出される。

以上実施例とともに具体的に説明したように本発明によ
れば、負荷電流の転流期間であっても変化後の負荷電流
に強制的に移行せしめ得るので、ＰＷＭ制御方式の特長
、即ち脈動トルクが少′ないという効果と、ベクトル制
御の特長。

即速応性が良好であるという効果とを兼備するものとな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流型三相インバータをその従来技術に係る制
御回路及び三相誘導電動機とともに示すブロック線図、
第２図はその出力である負荷電流の波形図、第３図はＰ
ＷＭ制御方式におけるす、イリスタの導通状態を説明す
るための説明図、第４図はこれに対応する負荷電流の波
形を示す波形図、爾５図（ａ）は磁束を示す波形図。 第５図（ｂ）及び第５図（ｃ）はこれに対応する負荷電
流を示す波形図、第６図（ａ）は負荷電流の状態を示す
状態図、第６図（ｂ）は現時点の負荷電流を示す波形図
、第６図（ｃ）〜第６図（ｊ）Ｆｉ変化後の負荷電流を
示す波形図、第７図（ａ）及び第７回出）は現時点と変
化後の負荷電流の変化時点における状態全示した波形図
、第８図はに番号の付は方の一例を示す説明図、第９図
（ロ）（Ｓ）（ハ）は３つのモードの転流補正方式を示
すフローチャート、第１゜図は本発明の実施例を示すブ
ロック線図である。 図面中、 ■は電流型三相インバータ、 ３は訪導′ｇｆ動機。 ＩＬは負荷電流。 αＴ、θ、αＮは位相差。 Ｔは転流期間。 Ｃは変化時点。 ＴｈＴ２　Ｔ　Ｔ３　＋　Ｔ４　ｒ　Ｔ１１１Ｔ１１は
サイリスタである。 特許出願人 株式会社　明　電　舎 代　　理　　人 升理士　光　石　士　部（他！名）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 三相誘導電動機に対する負荷電流のプラス側の始まりか
   らの所定期間に持続時間の短かい複数個のパルスを有す
   る転流期間である一つの状態、これに続く所定期間に持
   続時間の長い一個のパルスを有する定常期間である他の
   状態及びこれに続きプラス側の終シまでの所定期間に前
   記と同様の複数個のパルスを有する転流期間である更に
   他の状態を有し且つマイナス側も相似の波形となって６
   種類の状態を有するＰＷＭ制御された負荷電流を流す電
   流型三相インバータの制御回路において、現時点の負荷
   電流と変動指令によシ変化すべき負荷電流との位相差を
   検出し、これによυ前記変動指令による負荷電流の変化
   すべき変化時点が属す石塊時点の負荷電流のある状態の
   始まシから変化後の負荷電流の前記ある状態と同一の状
   態の終りまでの位相差αＴを演算する一方、これと前記
   変化時点が属する現時点の負荷電流の前記ある状態の始
   まシがら前記変化時点までの位相差θとを比較して（α
   Ｔ−〇）を演算し、これの前記ある期間に対する大小関
   係によシ変化時点における変化後の負荷電流が有すべき
   状態を選択するとともに、この状態の始ｔｂから変化時
   点までの位相差αＮによシ導通せしむべきサイリスタを
   選択し、この選択として前記各転流期間内の状態におけ
   る各有意状態に０〜２（ｍ−１）（ｍはＰＷＨのパルス
   数）の番号Ｋを付すとともに、現時点Ｋｓと位相差αＮ
   に基づく変化後ＫＮとの演算で現時点の導通サイリスタ
   を変化後の導通すべきサイリスタに転流補正することで
   行うことを特徴とする電流型三相インバータの制御回路
   。