JPH0221229B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は電流型三相インバータの制御方法に関
し、前記電流型三相インバータのPWM制御の際
に用いて有用なものである。 第１図は電流型三相インバータをその制御回路
及び三相誘導電動機とともに示す回路図である。
同図に示すように電流型三相インバータ１は６個
のサイリスタT₁，T₂，T₃，T₄，T₅，T₆と転流
用の６個のコンデンサC₁，C₂，C₃，C₄，C₅，C₆
及びダイオードD₁，D₂，D₃，D₄，D₅，D₆とを有
しており、三相交流電源（図示せず）に接続され
た三相ブリツジ整流回路２で整流した直流を、更
に交流に逆変換して相互に位相が120゜異なる負荷
電流i_a，i_b，i_cを三相誘導電動機３に供給するよ
うになつている。このときリングカウンタ４は、
速度設定器５の設定値により決定される電圧を電
圧／周波数変換器６で変換した信号の周波数に対
応せしめ、ゲートアンプ７を介して前記サイリス
タT₁〜T₆を順次トリガすることにより前記負荷
電流i_a，i_b，i_cの周波数を制御して三相誘導電動
機３の速度制御を行なうようになつている。この
結果、電流型三相インバータ１の出力である負荷
電流i_a，i_b，i_cは、第２図に示すように、120゜づつ
位相が異なる矩形波となる。なお、第１図に示す
オペアンプ８，９ゲート位置調整器１０及びダイ
オード１１，１２で三相ブリツジ整流回路１２の
出力電圧制御系を構成している。ところが、かか
る技術においては前述の通り負荷電流i_a，i_b，i_c
が矩形波であるために高調波成分（特に第３高調
波及び第５高調波等の低次高調波）が含まれ、こ
れが原因で三相誘導電動機３のトルクに脈動分が
混入する。そこで前記負荷電流i_a，i_b，i_cの波形
を可及的に正弦波に近ずけて前記脈動分を除去す
べくPWM制御方式なるものが提案されている。
これは前記リングカウンタ４の代わりにPWMパ
ターン発生部を設け、このパターン発生部の出力
信号であるトリガパルスにより前記電流型三相イ
ンバータ１のサイリスタT₁〜T₆のトリガタイミ
ングを制御するものである。更に詳言すると、例
えば第３図に示すように、負荷電流i_aのパルス幅
の長い期間の立上りに先立つ60゜の期間（以下転
流期間Ｔと呼称する）でサイリスタT₆を導通し
た状態でサイリスタT₁とT₅を交互に導通し、更
に負荷電流i_aの前記パルス幅の長い期間の立上り
の後の60゜の転流期間ＴでサイリスタT₂を導通し
た状態でサイリスタT₁，T₃を交互に導通するこ
とによりパルス幅の長い期間の前後にパルス幅の
短かい複数個のパルスを形成するものである。第
３図中の斜線部分は各サイリスタT₁〜T₆が導通
状態であることを示している。負荷電流i_b，i_cに
関しても同様の操作を行なつている。かくて負荷
電流i_a〜i_cは第４図に示すような波形となり、単
なる一発の矩形波よりも正弦波に近いものとなつ
ている。 一方、前記電流型三相インバータ１において、
負荷電流i_a〜i_cの位相を制御して良好な速応性を
得るベクトル制御の一方式も提案されている。こ
れは次の様なものである。第５図ａ，ｂ，ｃは三
相誘導電動機３の磁束φと負荷電流I_L（前記負荷
電流i_a，i_b，i_cを総括して呼称するものとする：
以下同じ）の位相関係を示したものである。この
うち第５図ｂは負荷電流I_Lの値が小さい場合、第
５図ｃは負荷電流I_Lの値が大きい場合の磁束φ
（第５図ａ参照）に対する位相関係を夫々示して
いる。即ち、負荷電流I_Lが小さい場合の磁束φに
対する位相差φ₀と負荷電流I_Lが大きい場合の磁束
φに対する位相差φ_Nとは違つており、、φ_N＞φoな
る関係にある。そこで誘導電動機３の設定速度が
変更された場合で、例えば負荷電流I_Lが大きくな
る場合には、第５図ｂに示す位相関係の負荷電流
I_Lが第５図ｃに示す位相関係を保持するよう変化
するのであるが、この場合の応答特性が悪いとい
う問題がある。これは負荷電流I_Lの第５図ｂに示
す状態から第５図ｃに示す状態への変化が緩やか
であるからである。そこで前記ベクトル制御では
負荷電流I_Lを第５図ｂに示す状態から強制的に第
５図ｃに示す状態へ変化させている。そしてこれ
は電流型三相インバータ１のサイリスタT₁〜T₆
を通常の順序を無視して適宜トリガすることによ
り行なつている。 ところが叙上の２方式を組合せた適当な制御方
式は未だに提案されていない。これは負荷電流I_L
の急変があつた場合には電流型三相インバータ１
の導電サイリスタの変更を行ない且つ電流ベクト
ルを最適な位置に制御せねばならず非常に制御が
複雑になるからである。更に詳言すると、第１図
ｂ，ｃに示すよううに、例えば一点鎖線で示す変
化時点Ｃで負荷電流I_Lを第５図ｂに示す状態から
第５図ｃに示す状態に変えるものとし且つ斜線の
部分は夫々転流期間Ｔであるとすると、第５図ｂ
に示す状態の例えば負荷電流i_a（第１図、第４図
参照）の場合には、一側では前記電流型三相イン
バータ１のサイリスタT₂が導通しており且つ＋
側ではそのサイリスタT₁若しくはサイリスタT₃
の何れか一方が導通している（第３図参照）。こ
こで第５図ｃに示す状態に移行させるものとする
と、前記変化時点Ｃでは＋側ではサイリスタT₃
を導通させ且つ−側ではサイリスタT₂若しくは
サイリスタT₄の何れか一方を導通させなければ
ならない（第３図参照）。このように導通させる
サイリスタT₁〜T₆を適宜選択して負荷電流I_Lの
位相が最適になるように制御する必要がある。 本発明は、かかる現状に鑑み、PWM制御方式
とベクトル制御方式の長所を兼備し、しかも経済
的で高性能な電流型三相インバータの制御方法を
提供することを目的とする。かかる目的を達成す
る本発明は次の原理をその技術思想の基礎とする
ものである。前記第５図ａ〜第５図ｃに基づく転
流期間Ｔの変更の態様の説明は一例であるが、そ
の態様は負荷電流I_Lの変化の大きさ及び変化時点
Ｃによつて異なり種々の組合せが考えられる。こ
の組合せを最大変化の状態を除いて列挙したのが
第６図ｃ〜第６図ｊである。即ち第６図ｂが現時
点の負荷電流I_Lの波形であり、これが第６図ｃ〜
第６図ｊの何れかに変化する。この説明のため
に、第６図ａに示すように、負荷電流I_Lの＋側の
後の転流期間Ｔ（図中斜線で示す：以下同じ）を
の状態、この転流期間Ｔに続く前記負荷電流I_L
の一側の前の転流期間Ｔをの状態、これに続く
一側の定常状態の期間をの状態、これに続く−
側の後の転流期間Ｔをの状態、これに続く＋側
の前の転流期間Ｔをの状態、これに続く＋側の
定常状態の期間をの状態とし、何れの転流期間
Ｔ及び定常状態の期間も60゜とする。これを負荷
電流i_aを例に採り第３図を参照してサイリスタT₁
〜T₆の導通と対応させると第１表ができる。

【表】

【表】 一方、現時点の負荷電流I_Lから第６図ｃ及び第
６図ｇに示す状態に変化するときにはの状態は
そのまま保持される。以下同様に変化状態を場合
分けすると、第６図ｄ及び第６図ｅに示す状態に
変化するときにはの状態、第６図ｈ及び第６図
ｉに示す状態に変化するときにはの状態、第６
図ｆに示す状態に変化するときにはの状態、第
６図ｊに示す状態に変化するときにはの状態に
夫々変化する。これを定量的に考察すると次の様
になる。いま第６図ａ〜第６図ｊに示すように、
θ＝現時点の負荷電流I_Lのの状態の始まりから
変化時点Ｃまでの位相差、α_T＝現時点の負荷電流
I_Lのの状態の始まりから変化後の負荷電流I_Lに
おけるの状態の終りまでの位相差とすると、０
＜（α_T−θ）＜60゜のときはの状態が保持される
場合、−60゜＜（α_T−θ）＜０のときはの状態へ変
化する場合、60゜＜（α_T−θ）＜120゜のときはの
状態へ変化する場合、−120゜＜（α_T−θ）＜−60゜の
ときはの状態に変化する場合、120＜（α_T−θ）
のときはの状態に変化する場合であることが理
解される。このように５通りに分けられるのであ
るが、第６図ｆに示す状態に変化する場合（の
状態に変化する場合）及び第６図ｊに示す状態に
変化する場合（の状態に変化する場合）は実用
上無視して考えることができる。これはこのよう
な，の状態になる場合は負荷電流I_Lの変化が
非常に急峻である場合であり、このような急峻な
変化は実際にはないものと考えて良いからであ
る。そこでこれらをまとめると第２表ができる。

【表】 かくて負荷電流I_Lの状態変化に応じた操作が決
定されるが、サイリスタT₁〜T₆の更に具体的な
転流過程を調べると次のことがわかる。変化後の
負荷電流I_Lにおける導通サイリスタT₁〜T₆は予
め決められているPWMパターンと第６図ｃ〜第
６図ｊに示すように変化後の負荷電流I_Lにおける
変化時点Ｃが属する状態の始まりから変化時点Ｃ
までの位相差α_Nとから決定される。例えば負荷
電流i_aを例に採り第７図ａに示す状態から第７図
ｂに示す状態に変化する場合を考えると、この場
合にはの状態が保持されるのでＳモードである
が、導通せしむべきサイリスタT₁〜T₆は、第７
図ｂの場合には第７図ａの場合のサイリスタT₃，
T₂からサイリスタT₁，T₂に変わるのでただちに
サイリスタT₃からサイリスタT₁への転流を行な
い且つ次の転流までの時間をδに設定してやる必
要がある。これは間α_Nを計算しPWMパターンと
対応させることにより決定される。そこで各モー
ド毎の時間α_Nの計算式をまとめたのが第３表で
ある。

【表】 こうして、α_T−θの演算にてＭ，Ｓ，Ｂの各モ
ードが決定され、１転流期間進めるのか、同じ期
間内であるのか、又は１転流期間戻すのかが決ま
る。更に、負荷電流I_Lの変化に応じた時点での新
たなPWMパターンにおいて、その変化時点が属
する状態の始まりからその変化時点までの位相差
α_Nすなわちその状態内にて変化時点がどの位置
に存在するかの程度α_Nを演算することができる。
また、変化時点が属する状態内で状態の終りから
その変化時点までの位相差δ_Nを検出できる。 かかる演算に基づき転流補正を行なうとき次の
方式による。すなわち、たとえば第８図に示すよ
うにPWMパターンの正，負及び零の各有意状態
に番号を付ける。この例では０から８までの数で
あるが、その数は０から２（ｍ−１）までの番号
となる。ここでｍはPWMパルス数である。この
番号をＫ番号とするとき、変化時点における新た
なPWMパターンにてα_Nの演算によりＫ番号が求
められる。例えば、第６図ｇの時点Ｃは第８図に
示すＫ＝２の如くである。また、第６図ｂに示す
現在のPWMパターンにおいてもＫ番号で変化時
点が得られる。こうして、現在のPWMパターン
と新たなPWMパターンとにおけるＫ番号すなわ
ちK_sとK_Nとにより転流補正を行なつている。 転流補正に際してはPWMパターンが二つの有
意状態にあつて、たとえば第８図に示すＫ＝１，
３，５，７が同じ有意状態にあり、Ｋ＝２，４，
６，８が他の有意状態にある。さらにＳモードに
おける現在導通サイリスタT₁T₂とT₂T₃であり、
新導通サイリスタもT₁T₂とT₂T₃である。Ｍモー
ドでは現在導通サイリスタはT₁T₂T₂T₃であり、
新導通サイリスタT₂T₃とT₃T₄となる。Ｂモード
では現在導通サイリスタはT₁T₂とT₂T₃であり、
新導通サイリスタはT₁T₂とT₆T₁となる。そし
て、上記二つの有意状態と現在導通サイリスタお
よび新導通サイリスタとの関係が一致するので各
モード毎に第９図Ｓ，Ｍ，Ｂに示す処理が可能と
なる。この関係を表にしたものが第４表、第５
表、第６表である。

【表】

【表】

【表】 第９図Ｓおよび第４表はＳモードの補正であ
り、まずＫ番号を加算してKs＋K_Nを得る。つい
で、このKs＋K_Nが偶数か奇数かを判定し、偶数
の場合（Ks偶数K_N偶数の場合かKs奇数K_N奇数
の場合）同じ導通サイリスタT₁，T₂を用いるの
で補正はない。奇数の場合（KsとK_Nとが偶数と
奇数の組合せ）現在のPWMパターンにおけるＫ
番号Ksの偶数か奇数かを判定し、Ksが偶数のと
き導通サイリスタT₁，T₂であるので新たなK_Nに
当る番号が奇数となつて新たな導通サイリスタは
T₂，T₃となり、逆にK_Sが奇数のとき導通サイリ
スタT₂，T₃であるので新たな偶数K_Nに当る導通
サイリスタはT₁，T₂となるる。すなわち、K_Sが
偶数で１回の正転補正を行ないK_Sが奇数で１回
の逆転補正を行なう。 第９図Ｍおよび第５表はＭモードの転流補正で
あり、K_S＋K_Nを得た後、このK_S＋K_Nの偶数、奇
数を判定する。こＭモードの場合第８図に示す左
側の＋状態から右側の一状態になる。K_S＋K_Nの
偶数又は奇数の判定結果偶数になるとき現在導通
サイリスタT₁，T₂又はT₂，T₃が新たな導通サイ
リスタT₂，T₃又はT₃，T₄になり、１回正転とな
る。奇数になるとき更にK_Sの偶数か奇数かを判
定しK_Sが偶数のとき導通サイリスタの変更はT₁，
T₂がT₃，T₄となるので２回正転の補正を行な
い、K_Sが奇数のとき導通サイリスタT₂，T₃が変
更せず転流補正はない。 更に第９図Ｂおよび第６表はＢモードの転流補
正であり、K_S＋K_Nを得てこの値の偶数・奇数を
判定する。このＢモードの場合はPWMパターン
にて１転流期間Ｔだけ戻ることになる。K_S＋K_N
が偶数に判定されるとPWMパターンにより現導
通サイリスタT₁，T₂又はT₂，T₃が新導通サイリ
スタT₆，T₁又はT₁，T₂に変わるので１回逆転の
補正をすることになる。K_S＋K_Nが奇数に判定さ
れるとつぎにK_Sの偶数・奇数が判定される。K_S
が偶数の場合、導通サイリスタはT₁，T₂のまま
であるので補正は不要であり、K_Sが奇数に判定
されると導通サイリスタをT₂，T₃からT₆，T₁に
変更されて２回逆転の転流補正を行なう。 なお、第４表〜第６表において現導通サイリス
タとは変化時点Ｃで現実に導通しているサイリス
タT₁〜T₆、新導通サイリスタとは変化後の負荷
電流I_Lの変化時点Ｃにおける状態を作るために導
通せしむべきサイリスタT₁〜T₆、転流補正にお
ける正転とはプラス側の導通サイリスタがサイリ
スタT₁→T₃→T₅→T₁の順に移行し、且つマイナ
ス側の導通サイリスタがT₂→T₄→T₆→T₂の順に
移行する場合をいい、逆転とは前記順序が逆に移
行する場合をいう。 したがつてα_T−θの大小関係によりＭ，Ｓ，Ｂ
の何れかのモードを選択し、更に各モードＭ，
Ｓ，Ｂにおける現導通サイリスタに対する新導通
サイリスタは位相差α_Nに基づいてK_Nとの関係に
より求まるので、これに応じてサイリスタT₁〜
T₆の導通を制御してやれば負荷電流I_Lの転流期間
Ｔであつても変化後の位相に強制的に変えてやる
ことができる。 かかる知見を基礎とする本発明の実施例を図面
に基づき詳細に説明する。第１０図に示すよう
に、本実施例では電流型三相インバータ（第１図
参照）の負荷電流I_Lとこの負荷電流I_Lの相電流を
３相／２相変換により変換した励磁電流I₀とに基
づきI₂＝√_O ²＋_L ²の演算を行なう２次電流計算
部１３にて２次電流I₂を求め、更にこの２次電流
I₂と励磁電流Ioとを位相差検出部１４に入力して
φ＝tan^-1I₂／I₀の演算にて両者の位相差φを求め
てα_T演算部１５に送出するとともに位相差記憶部
１６に記憶せしめる。即ち三相誘導電動機３（第
１図参照）に供給する負荷電流I_Lが負荷変動など
で変化した場合には、現時点の負荷電流I_Lと変化
後の負荷電流I_Lとの位相差α_Tは磁束φを媒介して
α_T演算部１６で算出される。即ち、α_T演算部１６
では、負荷電流I_Lの変化前の位相差φoが記憶され
ている位相差記憶部１５からの位相差φoと位相
差検出部１４からの負荷電流I_Lの変化後のφ_Nの両
者を入力してα_T＝60゜−（φ_N−φo）の演算を行な
う（第５図ａ〜第５図ｃ参照）。一方、位相差θ
はθ記憶部１７に記憶されており、その出力を
（α_T−θ）演算部１８に送出している。（α_T−θ）
演算部１８には前記α_T演算部１６で演算された位
相差α_Tも送出されてきており、ここで（α_T−θ）
の値を演算しモード判定部１９に送出することに
よりその転流期間Ｔに対する大小関係によりモー
ドＭ，Ｓ，Ｂの何れであるかを判定する。ここで
モードＭ，Ｓ，Ｂが特定される。一方α_N演算部
２０は（α_T−θ）演算部１８の出力信号を基に位
相差α_Nを演算しPWMパターン記憶部２１に送出
する。このことにより変化後の負荷電流I_Lの変化
時点Ｃが属する状態の始まりから変化時点Ｃまで
の位相差α_Nが記憶される。PWMパターン記憶部
２１には負荷電流I_Lを発生するためのパターンが
記憶されており、時間交換部２２において時間間
隔に変換されリングカウンタ２３のクロツクパル
スCLKとなる。このリングカウンタ２３はその
出力信号で電流型三相インバータ１のサイリスタ
T₁〜T₆を適宜トリガする。このときリングカウ
ンタ２３は正転・逆転端子ForRを有しており、
これに対する入力により例えばサイリスタT₁→
サイリスタT₃という正方向への転流とサイリス
タT₃→サイリスタT₁という逆方向への転流とが
選択される。前記PWMパターン記憶部２１の出
力も正転・逆転端子ForRに入力されており負荷
電流I_Lの転流期間Ｔでは正転・逆転が交互に選択
されることにより、例えばサイリスタT₁，T₃が
交互に導通される。転流補正記憶部２４には前述
した各モードＭ，Ｓ，Ｂに対応応する第９図Ｍ，
Ｓ，Ｂの回路機能が設定され、第４表〜第５表に
示す転流補正情報が記憶されている。機能上この
転流補正記憶部２４には、PWMパターン記憶部
２１の内容を基に現導通サイリスタT₁〜T₆を記
憶している現導通サイリスタ記憶部２５の内容及
びPWMパターン記憶部２１の内容が入力される
ことは前述のK_S，Ｋ番号にて判明するとおりで
ある。かくてモード判定部１９により判定された
モードＭ，Ｓ，Ｂに対応する転流補正指令、即ち
転流回数と正転・逆転の何れかが現導通サイリス
タ記憶部２５及びPWMパターン記憶部２１の内
容を基にして形成されリングカウンタ２３のクロ
ツクパルスCLK及び正・逆選択パルスとなつて
送出される。 以上実施例とともに具体的に説明したように本
発明によれば、負荷電流の転流期間であつても変
化後の負荷電流に強制的に移行せしめ得るので、
PWM制御方式の特長、即ち脈動トルクが少ない
という効果と、ベクトル制御の特長、即速応性が
良好であるという効果とを兼備するものとなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は電流型三相インバータをその従来技術
に係る制御回路及び三相誘導電動機とともに示す
ブロツク線図、第２図はその出力である負荷電流
の波形図、第３図はPWM制御方式におけるサイ
リスタの導通状態を説明するための説明図、第４
図はこれに対応する負荷電流の波形を示す波形
図、第５図ａは磁束を示す波形図、第５図ｂ及び
第５図ｃはこれに対応する負荷電流を示す波形
図、第６図ａは負荷電流の状態を示す状態図、第
６図ｂは現時点の負荷電流を示す波形図、第６図
ｃ〜第６図ｊは変化後の負荷電流を示す波形図、
第７図ａ及び第７図ｂは現時点と変化後の負荷電
流の変化時点における状態を示した波形図、第８
図はＫ番号の付け方の一例を示す説明図、第９図
Ｍ，Ｓ，Ｂは３つのモードの転流補正方式を示す
フローチヤート、第１０図は本発明の実施例を示
すブロツク線図である。 図面中、１は電流型三相インバータ、３は誘導
電動機、I_Lは負荷電流、α_T，θ，α_Nは位相差、Ｔ
は転流期間、Ｃは変化時点、T₁，T₂，T₃，T₄，
T₅，T₆はサイリスタである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 三相誘導電動機に対する負荷電流のプラス側
   の始まりからの所定期間に持続時間の短かい複数
   個のパルスを有する転流期間である一つの状態、
   これに続く所定期間に持続時間の長い一個のパル
   スを有する定常期間である他の状態及びこれに続
   きプラス側の終りまでの所定期間に前記一つの状
   態と同一の複数個のパルスを有する転流期間であ
   る更に一つの状態を有し且つマイナス側も相似の
   波形となつて６種類の状態を有するPWM制御さ
   れた負荷電流を流す電流型三相インバータの制御
   方法において、 電流型三相インバータの負荷電流I_Lとこの負荷
   電流を３相／２相変換した励磁電流I₀とから２次
   電流I₂を演算し、この２次電流I₂と励磁電流I₀と
   の位相差φを演算・記憶し、記憶された変化前の
   負荷電流と励磁電流I₀との位相差φ₀と負荷電流の
   変化後の位相差φ_Nとから負荷電流の変化前と変
   化後の位相差α_Tを演算し、負荷電流I_Lの変化前の
   定常期間から転流期間に切替る時点より変化点Ｃ
   までの位相差θを記憶し、この位相差θ、α_Tから
   位相差（α_T−θ）を演算し、位相差（α_T−θ）と
   変化前の負荷電流I_L及び負荷電流I_Lの変化時点Ｃ
   が属する期間の長さに基づく値とを比較すること
   により変化時点Ｃが属する変化後の負荷電流の期
   間毎に設定されている三つのモードSMBを選択
   し、位相差（α_T−θ）にて変化後の負荷電流I_Lの
   変化時点Ｃの属する状態の始まりから変化時点Ｃ
   までの位相差α_Nを演算して負荷電流I_Lを発生する
   ためのPWMパターンを記憶し、変化後の負荷電
   流I_Lに対応するためのS.M.B各モードごとの
   PWMパターンの正，零，負の各有意状態に０〜
   ２（ｍ−１）（ｍはPWMパルス数）の番号Ｋを付
   し、現時点Ksと位相差α_Nに基づく変化後K_Nとに
   より各S.N.BのモードにつきK_s＋K_Nの偶数・奇
   数を判定し寄数の場合更にK_sの偶数、奇数を判
   定することにより現時点の導通サイリスタを変化
   後の導通すべきサイリスタに転流補正し、この補
   正指令とPWMパターンを時間変換した信号とで
   クロツクパルスを発生させると共にインバータの
   サイリスタの正転、逆転を決定することにより、
   サイリスタ制御信号を出力することを特徴とする
   電流型三相インバータの制御方法。