JPS5857068B2 - スイッチング電源の制御方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、インバータあるいはコンバータを用いたスイ
ッチング電源の制御方式に関する。

スイッチング電源としては、従来より１石フライバック
型、１石フォワードコンバータ型、チョッパ型、プッシ
ュプル型、ブリッジ型等の各種の方式のものが用いられ
ており、これらの電４４こおける出力制御はスイッチン
グ素子のオン期間又はオフ期間あるいは両方を変化させ
ることによって行っている。

ところで、スイッチング電源では、入力電源側と出力側
とが電気的に絶縁されていることが要求される場合が多
く、このため従来のスイッチング電源の制御方式では複
雑な回路構成となるきらいがあった。

本発明は、上記の点番こ鑑み、スイッチング電源の入力
端と出力側とを絶縁した状態で出力制御及び必要ｌこ応
じて安定化制御を簡単な回路構成で実行可能なスイッチ
ング電源の制御方式を提供しようとするものである。

以下、本発明に係るスイッチング電源の制御方式の実施
例を図面に従って説明する。

第１図は本発明の第１実施例であって、１石フライバッ
ク型のスイッチング電源に適用した場合を示す。

この図において、出カドランス１の１次巻、ＩＩＡの一
端にはスイッチング素子としてのトランジスタ２が直列
に接続され、１次巻線１Ａの他端は直流電源の正電源端
子Ｐに、トランジスタ２のエミッタは負電源端子Ｎｌこ
夫々接続される。

トランス１の２次巻線１Ｂにはダイオード３及びコンデ
ンサ４の整流回路が接続され、出力端子Ａ。

Ｂ間ｌこ負荷５が接続されるようになっている。

一方、制御回路１０は、一定周波数の矩形波を発生する
発振器１１と、コンパレーク１２及びロジック回路１３
より成るパルス幅変調器１４と、前記トランジスタ２を
７駆動するためのドライブ回路１５とを有し、さらに３
個の巻線を有する電流変成器２０を備えている。

この電流変成器２０の第１巻線２０Ａは前記トランジス
タ２のコレクタ側に挿入され、第２巻線２０Ｂの出力電
圧ｅｃＴ２はコンパレータ１２の一方の入力端子に加え
られる。

コンパレータ１２の他方の入力端子には基準電圧ＶＲＢ
Ｆが加えられる。

前記電流変成器２０の第３巻線２０Ｃには可変抵抗器２
１が負荷されている。

以上の構成において、制御回路１０のドライブ回路１５
を介してトランジスタ２はスイッチングされ、トランジ
スタ２のオン期間にトランス１に蓄えられた磁気エネル
ギは、トランジスタ２のオフ期間に２次巻線１Ｂよりダ
イオード３を通してコンデンサ４及び負荷５に放出され
る。

この場合のトランジスタ２のコレクタ電圧波形は第２図
Ａの如くなり、コレクタ電流波形は第２図Ｂのようにな
り、コレクタ電流ＩＣは、 （但し、Ｅ：電源電圧、Ｌニドランス１の１次インダク
タンス、１ｏニドランス１の残留エネルギの等価１次電
流、ｔ：トランジスタ２がオンしてからの時間） で示される。

簡略化のために、トランジスタ２のオフ期間にトランス
１の磁気エネルギがすべてコンデンサ４及び負荷に供給
されている場合を考えると、■ｏ−〇であるから、トラ
ンス１に１回のオン期間中蓄えられるエネルギＪは、 （但し、Ｉｃｐ ：コレクタ電流の最大値）であり、効
率を無視すれば２次側に供給されるエネルギに等しい。

定常状態においては、２次側エネルギはすべて負荷に供
給されるから出力電力Ｐｏｕｔは周波数をｆとして となる。

この（３）式より、トランジスタ２のコレクタ電流ＩＣ
の大きさを検出してトランジスタ２のオン期間を制御す
れば入力電圧変動等の影響を受けることなく一定の電力
を負荷０こ供給することができ、そのコレクタ電流ＩＣ
の検出設定値を可変すれば出力電力を可変制御可能なこ
とが判る。

制御回路１０？こおいて、上記コレクタ電ｉＩｃの検出
は電流変成器２０で行われ、この電流変成器２０の各巻
線ｌこは第２図Ｃの如□波形の電力が生じる。

また、゛検出設定値の調整は可変抵抗器２１で行われる
ようになっている。

すなわち、コンパレータ１２の入力インピーダンスをＲ
ｃとし、励磁電流を無視すれば、電流変成器２０の第１
巻線電圧ｅＯＴｓは、 （但し、ｎ２＝Ｎ２／Ｎｔ ｔ ｎ３＝Ｎ３／Ｎ１．Ｒ
ｖ ：可変抵抗器２１の抵抗値） で示される。

また、第２巻線電圧ｅｃ’ｒ２は、となる。

ここで、 コンパレータ１ ２の入力イン となるから、可変抵抗器２１を変化させることにより電
圧ｅＯＴ□を可変することが可能である。

上記の如く発生される第２巻線電圧ｅｃＴ２は、コンパ
レータ１２の一方の入力端子に加えられ、基準電圧■□
ＥＦと比較される。

コンパレーク１２の出力は電圧ｅｃＴ２が基準電圧ＶＲ
ＥＦを越えると変化し、ロジック回路１３を介してドラ
イブ回路１５を制御してトランジスタ２をオフにする。

従って、可変抵抗器２１の抵抗値ＲＶを変化させること
（こより第２巻線電圧ｅｃＴ２を可変でき、この結果、
トランジスタ２のコレクタ電流ＩＣの検出設定点を可変
することができ、トランジスタ２のオン期間を変化させ
得るから、出力電力を可変調整することができる。

上記第１実施例によれば、電流変成器２０ｃこより１次
側回路及び負荷側回路の双方から絶縁された可変抵抗器
２１で出力電力を簡単（こ調整でき、直流及び商用周波
のような低周波に対して絶縁されており高周波の小信号
電圧が加わるだけであるから可変抵抗器２１を手動調整
する場合番こも極めて安全である。

また、マグネトロンを負荷として出力端子Ａ、Ｂとマグ
ネトロンとの間に直列インダクタを加える等の小変更に
より出力調整可能な電子レンジ用電源に使用でき、定電
力供給電源に適する。

さらに、可変抵抗器２１をサーミスタ、光導電体、ＦＥ
Ｔのドレイン・ソース抵抗等に置換しても同様な動作が
可能であり、また第３巻線２０Ｃを複数個設けて夫々に
可変抵抗器を接続するような構成も可能であるとともに
、それらの可変抵抗器、サーミスタ等が１次側、負荷側
より絶縁されていることと合わせて各種の自動調整機能
が要求される機器の電源として広く適用できる。

また、第３巻線２０Ｃの負荷は可変抵抗器２１の如き直
接抵抗値が変化する抵抗体でなくともよく、巻線側から
ながめた等価インピーダンスを変化させることが可能な
可変インピーダンス負荷として得るものであればよい。

なお、第１巻線２０Ａをトランジスタ２のエミツク側に
挿入して、この第１巻線２０Ａに生じる電圧を前記第２
巻線電圧ｅｃＴ２に相当する値となるようにすることに
より、第１巻線２０Ａと第２巻線２０Ｂとを共用可能で
ある。

第３図は上述の等価インピーダンスを変化させる場合で
あってブロッキング発振器を用いたフライバック型のス
イッチング電源に本発明を適用した第２実施例を示す。

この図において、出カドランス３０のコレツク巻線３０
Ａ１ベース巻線３０Ｂ及びトランジスタ３１等番こより
ブロッキング発振器が構成されており、このブロッキン
グ発振器には交流入力端子Ｃ、Ｄｌこ供給される交流入
力を整流器３２で整流しコンデンサ３３で平滑した直流
電圧が加えられる。

トランス３０の２次巻線３０Ｃにはダイオード３及びコ
ンデンサ４の整流回路が接続され、直流出力が出力端子
Ａ、Ｂ間ｌこ出されるようになっている。

一方、制御回路１０Ａは、３個の巻線を有する電流変成
器２０と、ブロッキング発振器のトランジスタ３１のベ
ース回路に設けられるトランジスタ４０と、トランス３
０の２次側回路（こ設けられるトランジスタ４１とを備
えている。

その電流変成器２０の第１巻線２０Ａは前記トランジス
タ３１のコレクク側（こ挿入され、第２巻線２０Ｂの出
力電圧ｅ。

Ｔ２は抵抗器４２及びトランジスタ４０のベース、エミ
ッタ間に加えられる。

また、第３巻線２０Ｃｌこはダイオード４３を介して抵
抗器４４が負荷として接続される。

その抵抗器４４はトランジスタ４１を介して出力端子Ａ
、Ｂ間に接続され、トランジスタ４１のベースは出力端
子Ａ、Ｂ間に結ばれた抵抗器４５と定電圧ダイオード４
６との接続点に接続される。

一方、トランジスタ３１のベースとトランス３０のベー
ス巻線３０Ｂとの間には抵抗器４７及びコンデンサ４８
が挿入されており、前記トランジスタ４０のコレクタは
トランジスタ３１のベースに、トランジスタ４０のエミ
ッタはベース巻線３０Ｂ【こ並列なダイオード４９とコ
ンデンサ５０との接続点に夫々結ばれる。

また、トランジスタ３１のベース、エミッタ間（こはダ
イオード５１が結ばれ、ベースには抵抗器５２を介して
直流バイアスが加えられる。

なお、コレクタ巻線３０Ａに並列にスパイクキラー５３
が接続される。

以上の構成（こおいて、ブロッキング発振器のトランジ
スタ３１のコレクタ電流波形は第１実施例の場合と同様
ｌこ第２図Ｂのようになり、電流変成器２０の第１巻線
電圧ｅＯＴい第２巻線電圧ｅｃＴ２；第３巻線電圧ｅｃ
Ｔ３との間には前述の場合と同様の関係を生ずる。

ここで、第３巻線２０Ｃの等価負荷インピーダンスＺ３
ハ、ダイオード４３の順方向電圧を無視すれば、トラン
ジスタ３１のコレクタ電流１０．の方向に対し、トラン
ジスタ４１のコレフレ電流■ｃ３の関係で示される。

すなわち、抵抗器４４の抵抗値をＲ４としたとき、ＩＯ
２・Ｒ４≧ｅ ＯＴｓであればダイオード４３は逆方向
バイアスされるからＺ３−ｏｏであり、Ｉｃ３・Ｒ４〈
ｅｃＴ３のとぎはダイオード４３は導通し、（但し、Ｚ
Ｄ：ダイオード４３の順方向抵抗、■ｃＴ３ ：第３巻
線２０Ｃの電流） となる。

簡略化のため番こ、ＺＤを無視し、第２巻線２０Ｂの負
荷インピーダンスＺ２が大きくで示され、トランジスタ
３１，４１のコレクタ電流ＩＣ１７ＩＯ２の関数となる
ことが判る。

また、第２巻線２０Ｂ（こ誘起される第２巻線電圧ｅｃ
Ｔ２は、となり、これもトランジスタ３１，４１のコレ
クタ電流Ｉｃ１、Ｉｃ３の関係となる。

従って、第２巻線２０Ｂでドライブされるトランジスタ
４０のオン状態に変わる時期は、トランジスタ４１のコ
レクタ電流ＩＣｓに対応して変化する。

トランジスタ４０がオン状態ｌこ変わると、コンデンサ
５０の負電圧によりトランジスタ３１は迅速にオフとな
るから、トランジスタ４０のオンする時期の変化（こよ
りトランジスタ３１のオン期間も変わる。

ここで、トランジスタ４１及び定電圧ダイオード４６に
より誤差増幅器が構成されているから、出力電圧が増加
して定電圧ダイオード４６のブレークオーバ電圧とトラ
ンジスタ４１のベース・エミッタ順電圧との和の電圧（
こ達すると、トランジスタ４１は急速に順バイアスされ
、このトランジスタ４１のコレクタ電流Ｉ０３は急速に
増加する。

従って第２巻線電圧ｅＯＴ２は犬となり、トランジスタ
４０のオン状態に変わる時期は早められてトランジスタ
３１のオン期間は短縮され、出力電圧は減少する。

このような出力電圧を制御する負帰還作用により出力電
圧は一定に保たれる。

上記の場合、ブロッキング発振器【こおける典型例とし
て、トランジスタ３１のオフ期間がトランス３０の磁気
エネルギを２次側よりすべて放出する時間で定まるとす
れば、ブロッキング発振器の動作１次電圧ＥＣと、２吹
出力電圧Ｅ。

は巻線比ｎとデユーティ−レシオＫＯＮ＝ＴＯＮ／（Ｔ
ＯＮ＋ＴＯＦＦ ））こより定まる。

すなわち、Ｅｏ＝ｎ・（Ｔ□Ｎ／Ｔｏｐｐ）ＥＣ、・−
・・−（ｉｏ）（但し、ＴＯＮ ：オン期間、ＴＯＦＦ
：オフ期間）であり、１周期の出力エネルギＪは （但し、■ｃ、Ｐ： トランジスタ３１のコレクタ電流
最大値） となる。

出力電力Ｐはであり、負荷変動、入力電圧変動等（こ対
してオン期間を可変制御することにより、発振周波数は
変動するが、出力制御が可能であることが判る。

上記実施例によれば、電流変成器２０により１次側回路
及び負荷側回路を絶縁した状態で出力の安定化制御が簡
単に実行できる。

また、電流変成器２０の第２巻線電圧ｅＧ！Ｔ２を示す
（９）式は、トランジスタ４１のコレクタ電流Ｉ０３と
は独立にトランジスタ３１のコレクタ電ａ Ｉ ０１に
より誘起される電圧項を含むので、過負荷、出力短絡又
は大容量負荷の立上り時等のトランジスタ４１のコレク
タ電流Ｉｃ３が零の場合であっても、回路定数を適当ｌ
こ設定すること（こより、トランジスタ３１のコレクタ
電流ＩＯｔが大きくなりかつトランス３０の磁気飽和と
相まってトランジスタ３１を破壊したり異常な大電流が
負荷およびスイッチング電源回路に流れたりすることを
防止する過電流保護作用を実行可能である。

なお、ブロッキング発振器のトランジスタ３１のベース
直流バイアスを制御することにより、トランジスタ３１
のオン期間又はオフ期間を制御することも可能である。

また、第２巻線電圧ｅｃＴ２をベースドライブを直接オ
フにするタイミング信号としてではなく、その電圧の振
幅値を利用した帰還信号として使用することもできる。

さらｌこ、スパイク除去回路、トランス３０の分布容量
、整流ダイオードのりカバリ−タイムなどの影響（こよ
り、トランジスタ３１のコレクタ電流の立上り時等に大
きなスパイク電流や振動電流が流れる場合、あるいはフ
ォワードコンバータ、プッシュプルコンバーク等でオン
期間中のコレクタ電流の変化が小さい等の場合ｌとは、
前記第２巻線電圧ｅｃＴ２を波形補正あるいは成形して
からスイッチング素子のオン、オフ期間を制御するタイ
ミング検出信号として又は振幅値を利用する制御信号と
して使用する等の回路変更が可能であることは明らかで
ある。

この場合、制御信号は動作周波数に同期しているので誘
導ノイズの影響を回避することも容易なことが多い。

第４図は本発明の第３実施例であって、プッシュプル型
のスイッチング電源に適用した場合を示す。

この図において、出カドランス６０の１次巻１６０Ａに
はスイッチング用のトランジスタ６１．６２がプッシュ
プル接続され、これらのトランジスタ６１，６２のベー
ス、エミッタ間には抵抗器６３を介して夫々穴カドラン
ス６４，６５の２次巻１６４Ｂ、６５Ｂが挿入される。

それらの入カドランス６４．６５の１次巻線６４Ａ１６
５Ａ側にはドライブ用のトランジスタ６６．６７が設け
られる。

前記出カドランス６０の１次巻、％ｌ６０Ａの中点タッ
プとトランジスタ６１，６２のエミッタ間及び入カドラ
ンス６４，６５の１次巻線６４Ａ、６５Ａの接続点とト
ランジスタ６６゜６７のエミッタ間（こは、交流入力端
子Ｃ，Ｄに供給される交流入力を整流器３２で整流しコ
ンデンサ３３で平滑した直流電圧が供給される。

出カドランス６０の２次巻線６０Ｂ（こはダイオード６
８．。

６９、リアクトル７０及びコンデンサ７１から戒る両波
整流回路が接続され、直流出力が出力端子Ａ、Ｂ間に出
されるよう（こなっている。

一方、制御回路１０Ｂは、一定周波数の矩形波２登牛す
；Ａ発振器８ｎμ−ロジック回路及び波形整形回路を含
むパルス幅変調器８１と、演算増幅器８２と、３個の巻
線を有する電流変成器２０とを有している。

その発振器８０とパルス幅変調器８１と（こは整流器３
２の出力側に抵抗器８３を介して接続された定電圧ダイ
オード８４両端の電圧が電源として供給される。

前記電流変成器２０の第１巻線２０Ａには抵抗器８５を
介してパルス幅変調器８１より１次電流１１．が供給さ
れ、第２巻線２０Ｂの出力電圧ｅ２はパルス幅変調器８
１のロジック回路に加えられる。

第３巻線２０Ｃにはダイオード８６を介して抵抗器８７
及び演算増幅器８２が接続される。

その演算増幅器８２の一方の入力端子には抵抗器８８と
、抵抗器８９及び可変抵抗器９０とで出力電圧を分圧し
た値が印加され、他方の入力端子には定電圧ダイオード
９１のブレークオーバ電圧及びダイオード９２の順方向
電圧ｌこより定まる基準電圧が供給されるようになって
おり、これらにより誤差増幅器が構成される。

以上の構成において、発振器８０は第５図Ａに示す如き
一定周波数の矩形波電圧ｅ、を発生してパルス幅変調器
８１（こ加え、パルス幅変調器８１は電流変成器２０の
第」巻線２０Ａ（こ電圧ｅ１に同期した第５図Ｂの如き
１吹型（ｔｉｌを流す。

第２巻線電圧ｅ２は、１次電流１１と、第３巻線２０Ｃ
の等価負荷インピーダンスとにより定まるものであって
第５図Ｃの如き波形となり、トランジスタ６６．６７の
ベースに印加されるドライブ電圧ｅ３５ｅ４は、夫々電
圧ｅ１の立上り又は立下りで立上り時期が規定され、前
記電圧ｅ２が設定値用と一致する時に立下がる第５図り
、Ｅに示すような波形となる。

ここで、電圧ｅ２（１前述の第２実施例の場合における
電圧ｅＯＴ２と同様に端子人。

Ｂ間に現れる出力電圧が増加したとぎ大きくなり、トラ
ンジスタ６６．６７ひいてはトランジスタ６１．６２の
オン期間が短くなるから、出力電圧の安定化制御が可能
である。

この第３実施例によれば、パルス幅変調器８１のロジッ
ク回路に利用しやすい制御用帰還信号（すなわち電圧ｅ
２）を得るよう電流変成器２０の１吹型流ｉ１の波形を
設定できる利点がある。

なお、上記各実施例では、スイッチング素子としてトラ
ンジスタを例に述べたが、ＧＣ８、ＦＥＴ等をスイッチ
ング素子に用いてもよい。

叙上のように、本発明によれば、スイッチング電源の入
力側と出力側とを絶縁した状態で出力制御及び必要に応
じて安定化制御を簡単な回路構成で実行可能なスイッチ
ング電源の制御方式を得る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るスイッチング電源の制御方式の第
１実施例を示す回路図、第２図はその動作を説明するた
めの波形図、第３図は第２実施例を示す回路図、第４図
は第３実施例を示す回路図、第５図はその動作を説明す
るための波形図である。 Ｌ３０，６０・・・・・・出カドランス、２，３１
。 ４０．４１，６１，６２，６６．６７・・・・・・トラ
ンジスタ、３，４３，５１，６８，６９，８６゜９２・
・・・・・ダイオード、４，３３，４８，５０゜７１・
・・・・・コンデンサ、１０．ＩＯＡ、ＩＯＢ・・・・
・・制御回路、１１，８０・・・・・・発振器、１４，
８１・・・・・・パルス幅変調器、１５・・・・・・ド
ライブ回路、２０・・・・・・電流変成器、２０Ａ・・
・・・・第１巻線、２０Ｂ・・・・・・第２巻線、２０
Ｃ・・・・・・第３巻線、２１，９０・・・・・・可変
抵抗器、４２，４４，４５，６３，８５゜８７ 、８Ｂ
、 ８９・・・・・・抵抗器、４６，８４，９１・・
・・・・定電圧ダイオード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １１次巻線Ｉ Ａ、３０Ａ及び２次巻線１Ｂ３０Ｃを有
   する出カドランス１，３０と、その１次巻線側に供給さ
   れる入力直流電圧をスイッチングするスイッチング素子
   ２，３１とを備えたスイッチング電源において、前記ス
   イッチング素子の電流を電流変成器２０の第１の巻線２
   ０Ａに流し、該電流変成器２０の第２の巻線２０Ｂ両端
   の検出電圧が設定値に達したときに前記スイッチング素
   子をオフにする構成とするとともに、前記検出電圧を当
   該電流変成器２０の第３の巻線２０Ｃ側の負荷インピー
   ダンスを可変とすることにより変化させ、前記スイッチ
   ング素子のオン期間を制御することを特徴とするスイッ
   チング電源の制御方式。 ２ 前記電流変成器２０の第３の巻線２０Ｃ側の負荷イ
   ンピーダンスを、前記出カドランス２次巻線側の出力電
   圧又（１出力電流が所定値に到達すると大きくなるよう
   にして該出力電圧又は出力電流を特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載のスイッチング電源の制御方式。 ３１次巻線ＩＡ、３０Ａ、６０Ａ及び２次巻線ＩＢ、３
   ０Ｃ，６０Ｂを有する出カドランス１゜３０．６０と、
   その１次巻線側に供給される入力直流電圧をスイッチン
   グするスイッチング素子２゜３１．６１，６２とを備え
   たスイッチング電源において、該スイッチング電源の動
   作周波数と同じ周波数で前記スイッチング素子を流れる
   電流に同期した周期を有しかつ該周期内において時間と
   ともに増加又は減少する振幅を有する信号電流を電流変
   成器２０の第１の巻線２０Ａに流し、該電流変成器２０
   の第２の巻１２０Ｂ両端の検出電圧が設定値に達したと
   きに前記スイッチング素子をオフにする構成とするとと
   もに、前記検出電圧を当該電流変成器２０の第３の巻線
   ２０Ｃ側の負荷インピーダンスを可変とすることにより
   変化させ、前記スイッチング素子のオン期間を制御する
   ことを特徴とするスイッチング電源の制御方式。 ４ 前記電流変成器２０の第３の巻線２０Ｃ側の負荷イ
   ンピーダンスを、前記出カドランス２次巻線側の出力電
   圧又は出力電流が所定値に到達すると大きくなるように
   して該出力電圧又は出力電流を特徴とする特許請求の範
   囲第３項記載のスイッチング電源の制御方式。