JPS586434B2 - 信号処理回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は信号処理回路に係り、特にデレビジョン受像機
等において、位相検波回路の出力レベルを判別しこの判
別信号によりクロマ信号処理を行うのに好適で且つ集積
化に適した信号処理回路に関する。

一般に電気信号処理に際し、その電気信号の振幅、相対
的位相、周波数等をサンプルしこのサンプルした量をも
とに信号処理をすることを要する場合が屡々あり、これ
はカラーテレビジョン受像機では受信した色同期用バー
スト信号との相対的な位相検出を行うのに掛算検波回路
を用いてＡｃｅ（自動クロマ制御）信号等を発生させる
手段に代表される。

第１図は従前の信号処理回路によるカラーキラー信号の
検出の為の回路であり、第１図に示した回路を説明する
にＤ１はトランジスタＱ１〜Ｑ７により構成される所謂
２重平衡型差動増幅器であり、この２重平衡型差動増幅
器以は電源■。

ｏ，■Ｂ１，■Ｂ２，■Ｂ３により動作し、トランジス
タＱ２の端子Ｐ１ にはバースト信号が供給され、また
端子Ｐ２には副搬送波が供給される。

またトランジスタＱ８のベースにはバースト信号に同期
したゲートパルスが端子Ｐ３ より印加されており、こ
のゲートハルス到来時、前記トランジスタＱ８は飽和し
トランジスタＱ３も導通し前記２重平衡型差動増幅器Ｄ
１はバースト信号と副搬送波との位相検波を行ない、そ
の出力はトランジスタＱ４，Ｑ７のコンクタに生ずる。

トランジスタＱ４’Ｑ７の各々のコレクタに抵抗Ｒ１
コンデンサＣ１からなるフィルターＦ１、抵抗Ｒ２、
コンデンサＣ２からなるフィルターＦ２を接続しており
、これらのフィルターによって平滑化された端子Ｐ４，
Ｐ５に現われる検波出力はトランジスタＱ９ｔＱｘｏの
ベースに印可される。

このとき、トランジスタＱ１１、Ｑ１２ により構成さ
れる差勅増幅器は、検波出力に応じて抵抗Ｒ３の端子Ｐ
６に出力信号を発生する。

この場合端子Ｐ６の出力電圧変化は次段回路（図示せず
。

に対して閾値として利用される。

即ち、第２図は端子Ｐ１ より供給されるバースト信
号と前記端子？４，ｐ，に現われる検波出力特性をＬＩ
Ｉで示しこの特性曲線■，■の交点（バースト信号レベ
ルがｂ。

で前記トランジスタＱｌｌ ９Ｑ１の導通状態が反転し
出力端子Ｐ６には図中用で示す特性が得られる。

出力端子Ｐ６の信号は例えばカラーキラー信号として用
いられ前記ｂ。

なるバースト信号のレベルはカラーキラー動作を開始す
る閾値であり、ｂｏのレベル（特性関係Ｌｍの交点）が
変動スルとカラーキラー動作は不安定となることはいう
までもない。

このレベルｂ。

なるバースト信号のレベルの変動委素について検討する
に、前記２重平衡型差動増幅器Ｄ１の出力端子Ｐ ４
ｙ Ｐ ５に現われる検波出力電圧Ｖｐ ４ ＋ Ｖｐ
５は各々次式で示される。

即ち、２重平衡型差動増幅器一店，の検波出力と比例関
係にあるものは、トランジスタＱ３のコレクタ電流■。

、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値Ｒ，，Ｒ２を考慮すると、 Ｖ，＝αｏＲｔ Ｉｏ （ １ ＋ａ１ｂ ） ・−
・（１）ＶＰ５＝αＯＲ２ＩＯ（１−αｌｂ） −・
−・− （２）で示される。

但し、ｂはバースト信号の振幅、α。

，α１は比例定数。

まだ、通常力ラーキラー用の信号をつくる位相検波回路
では副搬送波とバースト信号とは一定の位相関係がある
ので前記電圧Ｖｐ ４ ｒ Ｖｐ ５を表わすに位相に
関する項は関与しない。

カラーキラーが動作するバースト信号レベルの閾値（ｂ
＝ｂｏ）は前記電圧Ｖｐ ４ ）Ｖｐ ５が等しい時（
ＶＰ４ ＝ＶＰ ５ ）であるので（１）， （２）
式においてｂ＝ｂｏを代入しｂｏについて解くと、 上記（３）式でわかる様にカラーキラー動作の閾値とな
るバースト信号のレベルｂ０は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との
比の値に依存する。

抵抗Ｒ１，Ｒ２は前述の通りフィルターＦ１，Ｆ２ を
構成する素子で、フィルターＦ１，Ｆ２の作用により前
記位相検波出力を１水平走査期間に対して保持する必要
があることから集積化するには困難な程であることから
抵抗Ｒ１，Ｒ２ぱ外部素子とせざるを得ない。

外部個別部品としての抵抗Ｒ１，Ｒ２の比の値を一定に
するには精度の高い抵抗素子を用いることを余儀なくさ
れ抵抗Ｒ１，Ｒ２の比の値を一定に保つことは至難であ
ると同時に、第１図に示す従前の信号？理回路は前述の
如くフィルター回路を外部素子で構成せざるを得ないこ
とから集積化を阻害する難点をも有する。

本発明は上記の点に鑑み、閾値の変動を抑止し、かつ電
源電圧の変動に影響されず更には集積化に好適な信号処
理回路を提供することを目的とする。

以下、図面を参照し本発明に係る信号処理回路の代表的
実施例につき訣明する。

第３図は本発明に係る信号処理回路の一実施例を示す回
路図であり、図中Ｄ１ｏはトランジスタＱ２１〜Ｑ２で
構成される２重平衡型差動増幅器で、トランジスタＱ２
のベース端子ＰＩＯにはバースト信号が供給され、端子
Ｐ１には副搬送波が、寸だ？子Ｐ１２にはバースト信号
に同期したゲートパルスが供給され、■Ｂ１ｏ，■８１
＋ＶＢ１によって所定のバイアス電圧か与えられる。

前記トランジスタＱ２３（７）エミッタは抵抗Ｒ１ｏを
介してトランジスタＱ２３のコレクタに接続しており、
この抵抗Ｒｈｏの一端に抵抗Ｒ１１１Ｒ１２を共通に接
続してある。

前記抵抗ＲｌｌはトランジスタＱ２９を介して抵抗Ｒ１
３に接続してあり、前記抵抗Ｒ１２は、トランジスタＱ
２ｏを介してトランジスタＱ１７１Ｑ１８ｙＱ１９抵抗
Ｒ１４，Ｒ１５ より構成されるカレントミラー回路Ｓ
１のトランジスタＱ１９に接続される。

また出力端子ｐｔ３である前記トランジスタＱ２４のコ
レクタと基準電位間にはコンデンサＣ１が接続してある
。

このコンデンサＣ，には抵抗Ｒ１６の一端が接続され抵
抗Ｒ１６の曲端にはベースを前記トランジ？タＱ２９の
コレクタに接続したトランジスタＱａｏのエミツタ、コ
レクタ流路が接続される。

前記コンテンサＣ１は更にトランジスタＱ３１ ＋Ｑ３
抵抗Ｒ１電流源■１で構成される差動増幅器Ｄｌｌを構
成するトランジスタＱ３２のペースに接続してある．ま
たＳ２は、トランジスタＱ３３〜Ｑ３５、抵抗Ｒ１９〜
Ｒ２で構成される定電圧回路で、トランジスタＱ３４の
コレクタはトランジスタＱ３１のベースにトランジスタ
Ｑ３４のエミツタは前記トランジスタＱ３０のエミツタ
に接続し、尚、トランジスタＱ３５０ベースは、前記ト
ランジスタＱ２３ ＩＱ２９ ｐＱ２ｏのベースと共進
接続してありその共通接続端にはバイアス電圧■Ｂ１２
が印加されている。

また、検波出力が印加される差動増幅器Ｄｌｌの出力は
端子Ｐ１４より取さられる。

上記の如き回路構成をなす第３図に示す信号処理回路の
動作を説明するに、本実施例では抵抗Ｒ１２の抵抗値は
抵抗Ｒ１ｏの抵抗値の２倍にかつ抵抗Ｒ１４とＲ１５の
抵抗値を等しく設定してあり、トランジスタＱ２３を流
れる電流を■。

とするとトランジスタＱ ２ ０には■。

／２の電流が流れカレントミラー回路Ｓ１のトランジス
タＱ１９には■。

／２なる電流が流れて前記カレントミラー回路Ｓ１のカ
レントミラー動作によりトランジスタＱ１７，Ｑ２４に
は■。

／２の電流が流れる。このように電流分布を定めること
により、端子？ＩＯにバースト信号が印加されない場合
、端子ＰＩＯには所定の直流電位のみが印加される。

このとき、トランジスタＱ２４１Ｑ２６には夫々■ｏ／
４のコレクタ電Ｋが流れ、カレントミラー回路Ｓ１を構
成するトランジスタＱ１のコンクタＫはＩ。

／２の電流が流れる。

即ち、バースト信号が端子Ｐ１ｏに印加されず検波出力
を発生しない無信号時においては、端子Ｐ１３にはトラ
ンジスタＱ１より１。

／２の電流が流入するとともにトランジスタＱ２４１Ｑ
２６のコレクタを介し夫々Ｉｏ／４の電流が流出するの
でコンデンサＣ１に肘する充放電はなされない。

ここで、上記無信号時における端子Ｐ，３の電位、？い
かえるとコンデンサＣ１の端子電圧についてみると、バ
ースト信号が端子ＰＩＯに印加されなくとも端子Ｐ１。

にはバーストゲート信号が印可される。

これにより、バースト信号の有無に拘らずバーストゲー
ト信号が端子Ｐ１に加わり、バーストゲート期間トラン
ジスタＱ２８が導通してトランジスタＱ２９が導通する
。

バーストゲート期間、上記トランジスタＱ２ｏの導通に
ともないトランジスタＱ３０か導通し飽和状態となる。

このためコンデンサＣ１はバーストゲート期間、定電圧
回路を構成するトランジスタＱ３４のエミツタ電圧Ｖ。

に充電され、バーストゲート期間以外の期間、その電圧
■ｏを保持する。

このようにして、検波出力の得られない無信号時には、
コンデンサＣ１の端子電圧は、上記トランジスタＱ３４
のエミツタ電圧■０に保持される。

次にバースト信号が端子Ｐ１ｏから印加され、２重平衡
型差動増幅器Ｄ １ ０が検波出力を発生する場合につ
いて述べる。

このときバースト信号に同期したゲートパルスが端子Ｐ
１２に到来し、トランジスタＱ２３は飽和しかつトラン
ジスタＱ２３は定電流源として動作するので前記２重平
衡型差動増幅器Ｄ１ｏによってバースト信号と副搬送波
との位相検波が行われる。

バーストゲート期間に得られるこの検波出力はトランジ
スタＱ２４のコレクタニ現ワれる。

このとき出力端子Ｐ１３の電位は無信号時における電圧
に検波電圧を重畳した電圧となる。

このようにして基準電圧■０に検波電圧が重畳された端
子Ｐ１３の電位は、バーストゲート期間にコンデンサＣ
１にサンプルされ、バースト期間以外の期間はその電圧
をホールドする。

この結果検波出力電圧は所謂ピーク検波の形で該コンデ
ンサＣ１に接続した出力端子Ｐ１３に得られる。

この場合、前述の様にトランジスタＱ３０はバースト信
号期間に遮断するスイッチング作用を呈し、このスイッ
チングにともないバースト期間に基準電圧■０がコンデ
ンサＣ１に印加されるとともにこれに検波電圧が重畳さ
れる。

このトランジスタＱ３０のスイッチング作用に呼応して
バースト期間上記基準電圧Ｖ０に検波電圧を重畳した電
圧がコンデンサＣ１にサンプルされ、この電圧は次のバ
ースト期間までコンテンサＣ１にホールドされる。

このコンデンサＣ１ に端子電圧として得られた？波電
圧ぱ差動増幅器Ｄｌｌの一方トランジスタＱ３のベース
に印加される。

ここで、差動増幅器の四方トランジスタＱ３１のベース
には一定電流が印加されているので、検波電圧に応じて
上記トランジスタＱ３１ｔＱ３２の電流分配比が制御さ
れる。

？して、検波電圧が上昇してトランジスタＱ３のベース
に印加される電位が、一定電位であるトランジスタＱ３
のベース電位まで上昇するとトランジスタＱ３のコレク
タ電流が減少し端子Ｐ１４（７）％，位が上昇する。

従って、端子Ｐ１３に印加される検波出力電圧に応じて
上記差動増幅器Ｄ１を差動スイッチとして動作させ、こ
のときの端子Ｐ１４の出力電圧の変化を例えばカラーキ
ラー信号として用いることが可能となる。

この場合における上記差動増幅器Ｄ１の差動スイッチン
グの閾値について検討するに、トランジスタＱ３４のエ
ミツタ電圧を■。

とじ、到来ハースト信号のノベルをｂ，β１を比例定数
とすると、検波出力は（β１Ｉｏ Ｒｔａｂ ）で示さ
れ、端子Ｐ の電圧■。

はＶ，＝Ｖ。

＋βＩＩＯＲ１６ｂ・・・・・・（４）で示される。こ
の（４）式で現わされる端子Ｐ１３の電位■。

が定電圧源を構成するトランジスタＱ３３のエミツタ電
位と等しくなったときに、上記差動増幅器Ｄ１１が差動
スイッチとして動作する。

このときのバースト信号のレベルｂ１が閾値となる。

いいかえると、バースト信号のレベルが閾値ｂ１にある
と、検波出力βＩＩＯＲ１６ｂｌはトランジスタＱ３３
ｙＱａ＋のエミツタ電位の差、即ち抵抗Ｐ２０での電圧
降下に等しい。

このことを考慮すると（４）式より閾値ｂ１は前記（５
）式から判る様に閾値ｂ１は、検波回路機能に関係する
比例定数β１を一定とすると抵抗ＲＩＯとＲ１６、及び
抵抗Ｒ２０とＲ２２の比に依存するが、抵抗ＲＩＯ Ｉ
Ｒ１６ １Ｒ２０ １Ｒ２２は集積化し得る程度の抵抗
値であり集積化することにより（５）式に示す抵抗の比
は一定値に保つことができ閾値ｂ１の変動は抑えられる
。

更には、前述の様に検波出力端子Ｐ１３の無信号時の直
流レベルがカレントミラーの回路Ｓ１ によって一定に
保たれることにより従前に比し閾値は安定に設定される
。

このように、本発明にあっては、検波回路を構成する定
電流源（トランジスタＱ２３）と、定電圧回路を構成す
る定電流源（トランジスタＱ３５）とはカンントミラー
関係となる構成にしてあるので、？記に述べたように抵
抗の比で閾値を決めることが可能となる。

従って、閾値が温度等の影響により変動するのを防止し
得る。

第５図は第３図に示した実施例において更にトランジス
タＱｓｏｐＱｓ抵抗Ｒ２３、定電流源■２からなる差動
増幅器Ｄ１と第３図中の定電圧回路Ｓ２にトランジスタ
Ｑ３８を付加した信号処理回路であり、閾値を２つ設定
することに特徴を有する。

この様に検波出力に対応して２種の閾値ｂ１′，ｂ２′
を設定したことの利用例としてパル方式のテレビジョン
受像機において、バースト信号と副搬送波との相対的位
相が所定の位相でない誤位相の状態で検波されたことを
検知しこれを正位相にもどすだめの信号の発生手段或は
バースト信号レベルを検出し弱電界時にカラーキラー動
作をする為の信号の発生手段等がある。

この場合において、パル方式ではバースト信号は１水半
期間毎に位相が反転するので、このためバースト信号と
副搬送との乗算による位相検波出力も１水千期間毎に異
なった値となる。

そこで、第５図に示したパル方式に本発明に係る信号処
理回路を適用する例では、バースト信号と副搬送波とが
同相（正位相）、及び逆位相（負位相）の両者の場合に
対し閾値を設定する必要がある。

？６図はバースト信号に対する閾値との関係を示した特
性図であり、この図で示す様に本実施例では閾値は正位
相のバースト信号に対する閾値ｂ１′とこの閾値ｂ７に
比べバーストレベルが高レベルである負位相一のバース
ト信号に対する閾値ｂ２′の２種類の閾値を得る。

第５図中、トランジスタＱ３１ ｐＱ３のベースＩｄ各
々定電圧回路８２′を構成するトランジスタコレクタ電
位ＶＤＩ、トランジスタＱ３３のエミツタ電位ＶＤ２な
る定電位でバイアスされ、またスイッチング作用を呈す
るトランジスタＱ３０のエミツタは前記トランジスタＱ
３８のコレクタ電圧■。

で所定バイアスがなされている。

ここで、第３図で示した回路を説明したときと同様トラ
ンジスタＱ ２ ３に流れる電流を■。

、端子Ｐ１３に現われる電圧を■。

、β１を検波機能に関与する比例定数、ｂをバースト信
号レベルとすると、Ｖｏ＝β１Ｉ ｏ Ｒｔａ ｂ ＋
Ｖｏ ・・’（６）の関係がある。

この場合、正位相のバースト信号に対しては第６図中の
実線で示す特性に上記端子Ｐ１３の電位は変化し、負位
相のバースト信号に対しては同図中破線で示す特性に従
がい上記端子Ｐ１３の電位が変化する。

そして、正位相のバースト信号を検出する場合の端子Ｐ
１３の閾値を■Ｄ１、負位相バースト信号を検出する場
合の端子ｐｔ３の閾値をＶＤ２とし、また電圧（ ＶＤ
Ｉ Ｖｏ ）＋ （ Ｖｏ −■Ｄ２ ）は各々抵抗
Ｒ２０１Ｒ２１での電圧降下に等しいことを考慮すると
、 なる関係を得る。

上記（６）， （７）， （８）式より前記電圧ＶＤ１
＊ ＶＤ ２に依って決まる閾値を夫々ｂ１′，ｂ２
′とすると、となる。

第５図に示す信号処理回路をパル方式の受信回路に適用
するに、バースト信号を副搬送波との相対的位相が正常
（正位相或は負位相）の場合はフライバックパルスによ
り出力状態が制御され、またバースト信号と副搬送波と
の相対的位相か異常状態（誤位相）の場合は端子Ｐ１５
の出力を検知して出力状態が制御されるパルスイツチを
駆動するフリツブフロツプ（図示せず）によってバース
ト信号副搬送波か所定位相関係に維持され、この後に検
波がなされる。

この検波出力をカラーキラー制御して用いるには第６図
に示す様に閾値をバーストレベルｂ１′とｂ２′に設定
すると、バーストＶベルがｂ２′のときの検波出力■。

２に対応する端子Ｐ１４の電圧レベルをカラーキラー動
作開始電圧としそれ以下の電圧レベルではカラーキラー
動作をさせるようにして、バースト信号レベルがｂ２′
以下の弱電界時においては動作信号を端子Ｐ１４に発生
させることができる。

また、バースト信号と副搬送波との相対的位相が誤位相
の状態においては、バースト信号レベルｂ１′を閾値と
しバースト信号ｂ１ より大きなレベルでは、このと
きの検波出力に対応する出力端子Ｐ１５の出力信号をパ
ルスイツチを駆動するフリツプフロツブ（図示せず）の
状態を正位相にもどす信号が前記フリツプフロツプに供
給される。

従って、第５図に示した信号処理回路をパル方式のテレ
ビジョン受像機に応用すると、バースト信号レベルがｂ
２′以下ではカラーキラー動作が行なわれ、バースト信
号ノベルがｂ１′以上ではバースト信号と副搬送波との
誤位相を正位相にもどすべくハルススイッチを，駆動す
るフリツプフロツプが動作しパル方式の受信を適格に行
うことができる。

以上の様に本発明によれば、閾値が抵抗の比で決定され
閾値の変動を抑止し安定に閾値を設定できかつ集積化に
好適な信号処理回路を提供し得るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の信号処理回路を示す回路図、第２図は第
１図の回路動作説明に供する特性図、第３図は本発明の
一実施例を示す回路図、第４図は第３図の動作を説明す
るに供する特性図、第５図は本発明の曲の一実施例を示
す回路図、第６図は第５図の回路をパル方式の１ノビジ
ョン受像機に適用した場合の説明に供する特性図である
。 Ｓ１＋Ｄ１０・・・検出電圧発生回路、Ｃ１・・・信号
保持回路、Ｑ２３・・・第１の定電流源回路、Ｑ３５・
・・第２の定電流源回路、Ｑ３ｏ・・・スイッチングト
ランジスタ、Ｄ１１＋ＤＩ２・・・差動回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 基準信号である第１の信号とこれとは異なる第２の
   信号との乗算演算により検出すべき信号をゲート信号期
   間にのみ電流値の変化として発生する出力インピーダン
   スが大きい検出信号発生手段と、 この検出信号発生手段の出力端に接続されその出力信号
   に応じた電荷量に対応した電圧を発生するコンテンサと
   、 このコンデンサの端子電圧が差動対をなすコンデンサ対
   の一方トランジスタのベースに印加される差動回路と、 前記検出信号発生手段を駆動する第１の定電流源と、 この第１の定電流源とカレントミラー関係にある第２の
   定電流源によって駆動される定電圧回路と、 この定電圧回路で第１の基準電圧を発生する第１の電圧
   発生端子と前記コンデンサの端子とを前記ゲート信号期
   間にのみ接続するスイッチング手段と、 前記定電圧回路で前記第１の基準電圧とは異なる第２の
   基準電圧を発生する第２の電圧発生端子の端子電圧を前
   記差動回路の他方トランジスタのベースに印加する手段
   とを少なくとも具備したことを特徴とする信号処理回路
   。