JPS58699B2 - 多値搬送波ディジタル信号用搬送波再生回路 - Google Patents
多値搬送波ディジタル信号用搬送波再生回路Info
- Publication number
- JPS58699B2 JPS58699B2 JP52012956A JP1295677A JPS58699B2 JP S58699 B2 JPS58699 B2 JP S58699B2 JP 52012956 A JP52012956 A JP 52012956A JP 1295677 A JP1295677 A JP 1295677A JP S58699 B2 JPS58699 B2 JP S58699B2
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- carrier wave
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、多値搬送波ディジタル信号用搬送波再生回路
に関するものである。
に関するものである。
多値搬送波ディジタル伝送方式について、従来より種々
の信号配置方法が検討されている。
の信号配置方法が検討されている。
第１図ａは、その一例としての４レベルＱＡＭ信号のベ
クトル図を示すが、このような変調信号を得る方法は種
々考えられる。
クトル図を示すが、このような変調信号を得る方法は種
々考えられる。
例えば、第１図すに示す４相ＰＳＫ信号（第１パス）と
同図ｃに示す４相ＰＳＫ信号（第２パス）を振幅比２：
１でベクトル合成して得ることができる（石尾他：「多
相多値搬送波ディジタル通信の一方式」電子通信学会通
信方式研究会資料Ｃ３７４−１５８参照）。
同図ｃに示す４相ＰＳＫ信号（第２パス）を振幅比２：
１でベクトル合成して得ることができる（石尾他：「多
相多値搬送波ディジタル通信の一方式」電子通信学会通
信方式研究会資料Ｃ３７４−１５８参照）。
また、復調方法についても種々考えられるが、既に公知
の復調回路の一例を第２図に示す。
の復調回路の一例を第２図に示す。
第２図において、１は４レベルＱＡＭ信号入力端子、２
は４相位相検波器、３は識別再生器、４は再変調器、５
は位相比較器、６はループフィルタ、７は電圧制御発振
器であり、これらにより、いわゆる再変調比較形振送波
再生回路（第２図中に点線にて示す）を構成している。
は４相位相検波器、３は識別再生器、４は再変調器、５
は位相比較器、６はループフィルタ、７は電圧制御発振
器であり、これらにより、いわゆる再変調比較形振送波
再生回路（第２図中に点線にて示す）を構成している。
また、８は減算回路、９は４相位相復調回路、１０，１
１，１２，１３はベースバントパルス出力端子である。
１，１２，１３はベースバントパルス出力端子である。
この第２図の回路において、今、第１図に示す４レベル
ＱＡＭ信号を受信すると第２パスの４相ＰＳＫ信号は一
種の干渉波と考ええられるので、再変調比較形搬送波再
生回路は振幅の大きな第１パスの４相ＰＳＫ信号に位相
同期し、端子１０，１１から第１パス信号に対応したベ
ースバンドパルス列が再生される。
ＱＡＭ信号を受信すると第２パスの４相ＰＳＫ信号は一
種の干渉波と考ええられるので、再変調比較形搬送波再
生回路は振幅の大きな第１パスの４相ＰＳＫ信号に位相
同期し、端子１０，１１から第１パス信号に対応したベ
ースバンドパルス列が再生される。
また、再変調器４の出力には第１パス信号が再生される
ので、減算回路８の出力に第２パス信号が得られる。
ので、減算回路８の出力に第２パス信号が得られる。
これを４相位相復調回路８で復調すれば、端子１２，１
３から第２パス信号に対応したベースバンドパルス列が
再生される。
３から第２パス信号に対応したベースバンドパルス列が
再生される。
上述の説明から明らかなように、この搬送波再生回路で
は、第１パスの再生４相ＰＳＫ信号と受信の４レベルＱ
ＡＭ信号との位相比較を行なって電圧制御発振器の制御
電圧を得ている。
は、第１パスの再生４相ＰＳＫ信号と受信の４レベルＱ
ＡＭ信号との位相比較を行なって電圧制御発振器の制御
電圧を得ている。
この場合、位相比較特性は、第１図の信号の組合せ５１
（Ｓ１１、Ｓ２２、Ｓ３３．５４４）、Ｓ２、（Ｓ１２
、Ｓ２３、Ｓ３４．５４１）、５３（Ｓ１３．Ｓ２４、
Ｓ３１，５４２）、５４（Ｓ１４、Ｓ２１．Ｓ３２．５
４３）からなる４つの４相ＰＳＫ信号のそれぞれの位相
比較特性の和として求めるここさができる。
（Ｓ１１、Ｓ２２、Ｓ３３．５４４）、Ｓ２、（Ｓ１２
、Ｓ２３、Ｓ３４．５４１）、５３（Ｓ１３．Ｓ２４、
Ｓ３１，５４２）、５４（Ｓ１４、Ｓ２１．Ｓ３２．５
４３）からなる４つの４相ＰＳＫ信号のそれぞれの位相
比較特性の和として求めるここさができる。
再変調比較形振送波再生回路を用いると４相ＰＳＫ信号
の位相比較特性はきよ歯状となることは良く知られてい
る。
の位相比較特性はきよ歯状となることは良く知られてい
る。
また、第１図から明らかなようにＳ３信号を基準にする
とＳ１信号は振幅が３倍で位相差零、Ｓ２信号は振幅が
√５倍で位相差α、Ｓ４信号は振幅が√５倍で位相差−
αの４相ＰＳＫ信号であるので、Ｓ３信号の位相比較特
性（Ｓ３）を基準にすれば、Ｓ１信号の位相比較特性（
Ｓｌ）は振幅が３倍で同位相のもの、Ｓ２信号の位相比
較特性（Ｓ２）は振幅が√５倍で位相がα進んでもの、
Ｓ４信号の位相比較特性（Ｓ４）は振幅が√５倍で位相
がα遅れたものになる。
とＳ１信号は振幅が３倍で位相差零、Ｓ２信号は振幅が
√５倍で位相差α、Ｓ４信号は振幅が√５倍で位相差−
αの４相ＰＳＫ信号であるので、Ｓ３信号の位相比較特
性（Ｓ３）を基準にすれば、Ｓ１信号の位相比較特性（
Ｓｌ）は振幅が３倍で同位相のもの、Ｓ２信号の位相比
較特性（Ｓ２）は振幅が√５倍で位相がα進んでもの、
Ｓ４信号の位相比較特性（Ｓ４）は振幅が√５倍で位相
がα遅れたものになる。
第３図にＳ３信号と再生搬送波の位相誤差（θｅ）を横
軸にとった場合のＳｌ。
軸にとった場合のＳｌ。
Ｓ２．Ｓ３．Ｓ４を示す。
従って、４レベルＱＡＭ信号の場合は第３図のεの如く
なる。
なる。
第３図では横軸の位相誤差θｅが一π／４〜π／４の範
囲での特性を示してかり、各信号の発生確率は等しいと
して計算しである。
囲での特性を示してかり、各信号の発生確率は等しいと
して計算しである。
第３図において、θｅ＝０．±θｏは安定点（安定な引
込み位相）であり、 は不安定 点（不安定な引込み位相）である。
込み位相）であり、 は不安定 点（不安定な引込み位相）である。
従って、θ。
＝０の正規な安定点以外にもθｅ＝±θｏなる望ましく
ない安定点（擬似思込み位相）が存在するため、θｅ＝
±θｏに引込む場合が生じる。
ない安定点（擬似思込み位相）が存在するため、θｅ＝
±θｏに引込む場合が生じる。
このような擬似引込み位相に引込んだ場合には、基準搬
送波は±θｏなる位相誤差を有するので符号誤り率が劣
化し、場合によっては回線障害となってしまう。
送波は±θｏなる位相誤差を有するので符号誤り率が劣
化し、場合によっては回線障害となってしまう。
なお、以上の説明は、再変調比較形振送波再生回路の場
合について述べたものであるが、逆変調形や判定帰還（
Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ）形等の搬送波再
生回路の場合も同様の位相比較特性となることは公知で
あり、同様の問題が生じる。
合について述べたものであるが、逆変調形や判定帰還（
Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ）形等の搬送波再
生回路の場合も同様の位相比較特性となることは公知で
あり、同様の問題が生じる。
本発明は、上記従来技術における欠点を除去し、正規の
引込み位相のみを有する搬送波を再生できる再生回路を
提供しようとするものである。
引込み位相のみを有する搬送波を再生できる再生回路を
提供しようとするものである。
第４図は、本発明の一実施例を説明するための電気的ブ
ロック線図で、図中、１〜８および１０゜１１は第２図
の各部にそれぞれ対応し、２１は絶対値回路、２２は判
別回路、２３はパルス発生回路であり、これら２１〜２
３で擬似引込み位相検出回路を構成する。
ロック線図で、図中、１〜８および１０゜１１は第２図
の各部にそれぞれ対応し、２１は絶対値回路、２２は判
別回路、２３はパルス発生回路であり、これら２１〜２
３で擬似引込み位相検出回路を構成する。
この回路においては、ループフィルタ６の出力は２分岐
され、一方は直接電圧制御発振器γに、他方は絶対値回
路２１に接続される。
され、一方は直接電圧制御発振器γに、他方は絶対値回
路２１に接続される。
絶対値回路２１の出力は判別回路２２において、適当な
レベルで判別され、大きいときには「１」が、小さいと
きには「０」が出力される。
レベルで判別され、大きいときには「１」が、小さいと
きには「０」が出力される。
パルス発生器２３では「１」が来た時のみ適当な大きさ
の正および負のパルスを電圧制御発振器７に供給する。
の正および負のパルスを電圧制御発振器７に供給する。
この第４図に示した回路において、絶対値回路２１の出
力ε′は、前述の説明から明らかなように、第３図に示
すＳｌ、Ｓ２．Ｓ３゜Ｓ４の絶対値の和として求めるこ
とができるので第５図の如くなる。
力ε′は、前述の説明から明らかなように、第３図に示
すＳｌ、Ｓ２．Ｓ３゜Ｓ４の絶対値の和として求めるこ
とができるので第５図の如くなる。
第５図において、横軸は位相誤差であり、θｅ＝０とθ
ｅ＝±θｏとではεの値（図中、ＢおよびＣで示す）が
異なる。
ｅ＝±θｏとではεの値（図中、ＢおよびＣで示す）が
異なる。
従って、判別回路２２の判別レベルを図中に示すＡ（Ｂ
＜Ａ＜Ｃ）なる値にとれば、θｅ＝±θｏのときには「
１」が出力され、パルス発生器２３から電圧制御発振器
７に正および負のパルスが供給される。
＜Ａ＜Ｃ）なる値にとれば、θｅ＝±θｏのときには「
１」が出力され、パルス発生器２３から電圧制御発振器
７に正および負のパルスが供給される。
そのパルスの振幅を第６図でＤと示す大きさくＥ＜Ｄ＜
Ｆ）に設定する（但し±Ｅおよび±Ｆはθｅ＝±βのと
きのεの値である）。
Ｆ）に設定する（但し±Ｅおよび±Ｆはθｅ＝±βのと
きのεの値である）。
従って、第６図に示すように、θｏなる引込み状態にあ
るときは正のパルスが供給されるとε＝Ｄに対応する位
相θ２に遷移し、パルスが無くなると元の位相θｏに戻
るが、次に負のパルスが供給されるとパルスの大きさＤ
はＤ＞Ｅであるので、不安定点βを通過してε＝−Ｄに
対応する位相−０１に遷移し、パルスがなくなるとθｅ
＝０の正規な位相に引込まれる。
るときは正のパルスが供給されるとε＝Ｄに対応する位
相θ２に遷移し、パルスが無くなると元の位相θｏに戻
るが、次に負のパルスが供給されるとパルスの大きさＤ
はＤ＞Ｅであるので、不安定点βを通過してε＝−Ｄに
対応する位相−０１に遷移し、パルスがなくなるとθｅ
＝０の正規な位相に引込まれる。
同様に一θｏなる引込状態にあるときは負のパルスでは
θｅ＝−θｏに戻るが正のパルスにより不安定点−βを
通過しでε＝Ｄに対応する位相θ１に遷移し、パルスが
なくなるとθｅ＝０の正規な位相に引込まれる。
θｅ＝−θｏに戻るが正のパルスにより不安定点−βを
通過しでε＝Ｄに対応する位相θ１に遷移し、パルスが
なくなるとθｅ＝０の正規な位相に引込まれる。
一方、θｅ＝０なる正規の位相に引込まれた時は、判別
回路２２の出力にパルスが発生しないので電圧制御発振
器７はその状態を保持する。
回路２２の出力にパルスが発生しないので電圧制御発振
器７はその状態を保持する。
このように、本実施例によれば、望ましくない擬似引込
み位相に引込んでもそれを検知し、正規な位相に引込ま
せることができる。
み位相に引込んでもそれを検知し、正規な位相に引込ま
せることができる。
なお、本実施例ではループフィルタ出力の絶対値を用い
ているが、２乗値、ピーク値を用いても同様な効果があ
ることは明らかである。
ているが、２乗値、ピーク値を用いても同様な効果があ
ることは明らかである。
第７図は、本発明の他の実施例を説明するための電気的
ブロック線図で、図中、１〜８および１０．１１は第２
図の１〜８および１０，１１の各部にそれぞれ対応し、
３１はパルス発生器である。
ブロック線図で、図中、１〜８および１０．１１は第２
図の１〜８および１０，１１の各部にそれぞれ対応し、
３１はパルス発生器である。
この実施例においては、パルス発生器３１からある一定
期間、振幅りの正および負のパルスを交互に１個ずつあ
るいは止パルスを連続した後に負パルスを連続するとい
うようにして電圧制御発振器７に供給している。
期間、振幅りの正および負のパルスを交互に１個ずつあ
るいは止パルスを連続した後に負パルスを連続するとい
うようにして電圧制御発振器７に供給している。
従って、第４図の実施例で述べたように、θｏの擬似引
込み位相に引込んだ場合には負のパルスにより、−θｏ
の擬似引込み位相に同期した場合には正のパルスにより
それぞれ位相が遷移した後θｅ＝０なる正規の位相に引
込まれる。
込み位相に引込んだ場合には負のパルスにより、−θｏ
の擬似引込み位相に同期した場合には正のパルスにより
それぞれ位相が遷移した後θｅ＝０なる正規の位相に引
込まれる。
一方、正規の位相に引込んだ場合は、正および負のパル
スが加えられても振幅が小さいので不安定点β又は−β
を通り過さずにθ１または一θ１の位相に遷移し、パル
スが無くなれば再び正規の位相に戻る。
スが加えられても振幅が小さいので不安定点β又は−β
を通り過さずにθ１または一θ１の位相に遷移し、パル
スが無くなれば再び正規の位相に戻る。
このように、本実施例によるさ、第４図に示した実施例
のごとく引込み位相を判別しなくても正規の位相に引込
むことができるので回路構成が簡単であり、低廉化、小
形化をはかることができる。
のごとく引込み位相を判別しなくても正規の位相に引込
むことができるので回路構成が簡単であり、低廉化、小
形化をはかることができる。
なお、本実施例においてはパルス発生器３１から供給さ
れるパルスの送出期間やパルス幅および振幅等について
は回線から要求される引込み時間や回路動作の安定性等
の点から決定すればよい。
れるパルスの送出期間やパルス幅および振幅等について
は回線から要求される引込み時間や回路動作の安定性等
の点から決定すればよい。
以上説明したように、本発明によれば多値搬送波ディジ
タル信号用搬送波再生回路において、望ましくない擬似
引込み位相に同期することなく、正規の位相を有する基
準搬送波を安定に得ることができる。
タル信号用搬送波再生回路において、望ましくない擬似
引込み位相に同期することなく、正規の位相を有する基
準搬送波を安定に得ることができる。
なお、上述の説明では４レベルＱＡＭ（１６値）信号の
場合について述べたが、本発明が１６値以上の多値信号
あるいは他の多値信号配置信号に対しても一般に適用可
能であることは明らかである。
場合について述べたが、本発明が１６値以上の多値信号
あるいは他の多値信号配置信号に対しても一般に適用可
能であることは明らかである。
第１図は４レベルＱＡＭ信号のベクトル図、第２図は従
来の４レベルＱＡＭ信号復調回路の説明図、第３図は第
２図に含まれる搬送波再生回路の位相比較特性図、第４
図は本発明の第１の実施例を説明するための電気的ブロ
ック線図、第５図および第６図は第４図の回路の動作説
明図、第７図は本発明の第２の実施例を説明するための
電気的ブロック線図である。 １・・・・・・信号入力端子、２・・・・・・４相位相
検波器、３・・・・・・識別再生器、４・・・・・・再
変調器、５・・・・・・位相比較器、６・・・・・・ル
ープフィルタ、７・・・・・・電圧制御発振器、８・・
・・・・減算回路、９・・・・・・４相位相復調回路、
１０．１１．１２，１３・・・・・・ベースバンドパル
ス出力端子、２１・・・・・・絶対値回路、２２・・・
・・・判別回路、２３゜３１・・・・・・パルス発生器
。
来の４レベルＱＡＭ信号復調回路の説明図、第３図は第
２図に含まれる搬送波再生回路の位相比較特性図、第４
図は本発明の第１の実施例を説明するための電気的ブロ
ック線図、第５図および第６図は第４図の回路の動作説
明図、第７図は本発明の第２の実施例を説明するための
電気的ブロック線図である。 １・・・・・・信号入力端子、２・・・・・・４相位相
検波器、３・・・・・・識別再生器、４・・・・・・再
変調器、５・・・・・・位相比較器、６・・・・・・ル
ープフィルタ、７・・・・・・電圧制御発振器、８・・
・・・・減算回路、９・・・・・・４相位相復調回路、
１０．１１．１２，１３・・・・・・ベースバンドパル
ス出力端子、２１・・・・・・絶対値回路、２２・・・
・・・判別回路、２３゜３１・・・・・・パルス発生器
。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 受信信号の同相成分と直交成分を基準搬送波により
同期検波して識別再生する復調回路において、前記基準
搬送波を前記復調回路出力で再変調して得た信号と前記
受信信号を位相比較し、この出力により電圧制御発振器
を駆動して前記基準搬送波を再生する搬送波再生回路に
、前記位相比較出力の絶対値がある判別レベルを越えた
場合に正および負のパルスを前記電圧制御発振器に供給
する擬似引込み位相検出回路を付加した多値搬送波ディ
ジタル信号用搬送波再生回路。 ２ 受信信号の同相成分と直交成分を基準搬送波により
同期検波して識別再生する復調回路において、前記基準
搬送波を前記復調回路出力で再変調して得た信号と前記
受信信号を位相比較し、この出力により電圧制御発振器
を駆動して前記基準搬送波を再生する搬送波再生回路に
、ある一定期間正および負のパルスを前記電圧制御発振
器に供給するパルス発生器を付加した多値搬送波ディジ
タル信号用搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52012956A JPS58699B2 (ja) | 1977-02-10 | 1977-02-10 | 多値搬送波ディジタル信号用搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52012956A JPS58699B2 (ja) | 1977-02-10 | 1977-02-10 | 多値搬送波ディジタル信号用搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5398769A JPS5398769A (en) | 1978-08-29 |
| JPS58699B2 true JPS58699B2 (ja) | 1983-01-07 |
Family
ID=11819711
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52012956A Expired JPS58699B2 (ja) | 1977-02-10 | 1977-02-10 | 多値搬送波ディジタル信号用搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58699B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5384669A (en) * | 1976-12-29 | 1978-07-26 | Nec Corp | Carrier regenerative circuit for multilevel carrier demodulation |
-
1977
- 1977-02-10 JP JP52012956A patent/JPS58699B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5398769A (en) | 1978-08-29 |
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