JPS5874872A

JPS5874872A - ノツク制御装置

Info

Publication number: JPS5874872A
Application number: JP56172728A
Authority: JP
Inventors: Terumi Daimon; 大門　輝美; Noboru Sugiura; 登杉浦
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1981-10-30
Filing date: 1981-10-30
Publication date: 1983-05-06

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、ノック制御装置に係り、特に自動車の負荷の
大小によってバックグランドレベル（ＢＧＬ）とノック
信号の検出レベル比を変化させることのできるノック制
御装置に関する。

エンジンに発生するノックは、ノック音を伴うため走行
性を低下させるとともに、逆トルクの発生によりエンジ
ンの出力低下、或いにエンジンの過熱による破壊を招く
ものである。このノックは点火時期と密接な関係を持っ
ており、エンジンの特性上、ノック直前に点火時期即ち
点火進角を設定することがエンジン出力を最大にできる
ことが知られている。従って、ノックの発生を避ける結
果、点火進角を小さくすることは、逆にエンジン出力を
低下させることにもなるので、点火時期はノック発生直
前に制御することが要求される。特に、ターボチャージ
ャー付エンジンにおいてに、圧縮比が高く、最大効率を
維持する−ためには、点火時期を最適なものとすること
が要求される。

従来のノック制御装置にあっては、ノツクセ／すからの
信号の内、イグニッションによる点火ノイズをマスクし
、ノック信号を検出して、該ノック信号によって、一定
量遅角する方法がとられている。すなわち、イグニッシ
ョンタイミング間に生じたノックによって一定量（例え
ば０．４度）をリタードし、ノック信号があるか無いか
によってリタードするか否かを決め、ノックがあると一
定量ずつステップ的にリタードさせる（いわゆるステッ
プリタード）方゛式が採られていた。

しかしながら、このように従来の方法によったのでに連
結してノッキングが生じている場合、リタード量が小さ
い（１ステツプの）ためノックに対する制御応答が悪く
、走行性が著しく悪いという欠点を有していた。これに
対し、１ステツプのリタード量を多く取る方法が考えら
れるが、一度だけのノック信号でリタードさせる量が多
くなり、トルクが充分用ないという欠点を有していた。

そこで近年、ノッキング信号のノッキングパルス数の総
パルス幅に比例した量りタートさせることによりノッキ
ングに対して適切な制御を行なうノック制御装置が、発
明されるに到っている。この開発された従来のノック制
御装置はその全体構成が第１図に示されている。

図において、本発明のノック制御装置は、ノック信号を
検出する九めのノックセンサ１００、ノックセンサ１０
０から入力されるノック信号によって点火コイル１３５
０点火時期を制御するための制御信号を出力するノック
制御装置１０１、点火“コイル１３５のスノ（−クタイ
ミングを検出するためのピックアップコイル１０５−ピ
ックアップコイル１０５とノック制御装置１０１からの
出力によシ点火コイルを点火させるとともにノック制御
装置１０１にフィードバック信号を送出するための無接
点点火装置１０３とよりなる。

ノック制御装置１０１ｔｊ、、ノックセンサ１００の検
出信号と無接点点火装置１０３の出力信号ｉを取込み、
ノッキングに応じて無接点点火装置１０３を制御し進角
又は遅角制御を行わしめる。

ノック制御装装置１０１Ｕ、ノックセンサ１００の故障
を検出し点火時期を強制的に遅角させるための信号を送
出するフェールセーフ装置１０２、直流成分を除去する
ための交流結合回路１１２、スパークタイミングに同期
して点火ノイズをカットするためのゲートを有する点火
ノイズカット回路１１３、ノック信号をパントノシスさ
せるためのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１４、ＢＰ
Ｆ１１４の出力により入力信号比率に比例して自己の増
幅器のゲインを制御する自動利得制御回路（ＡＧＣ回路
）１６０、ＡＧＣ出力に対して所定のタイミングの区間
マスクするマスク回路１５０、マスク回路１５０を介し
てＡＧＣ回路１６０からの入力によりノック信号の平均
値を得るためのノシックグラウンドレベル（ＢＧＬ）検
出回路１１９、ＢＧＬ検出回路１１９の出力を増幅して
ＡＧＣ回路１６０にフィードバックさせるための増幅器
１６１、マスク回路１５０の出力を増幅する増幅器１５
１、ＢＧＬ検出回路１１９の出力電圧と増幅器１５１の
出力信号とを比較してノッキングに比例した遅角信号を
発生する比較器１１８、比較器１１８の出力に所定のタ
イミングでマスクをかけて出力するマスク回路１５３、
該マスク回路１５３出力の積分を行う積分器１５４、該
積分器１５４の出力によりノッキングに比例した遅角信
号を設定するための遅角信号設定回路１２６、無接点点
火装置１０３からの信号により点火コイル１３５の遮断
時に同期して（即ち−パワートランジスタ１３４のベー
ス電流に同期して）一定パルス幅の信号を発生する単安
定回路１２８、単安定回路１２８の出力パルスが出てい
る間、一定電圧／周期の割合で点火コイル１３５の点火
時期を進角させるための信号を出力する進角信号設定回
路１２７、遅角信号設定回路１２６に設定された遅角信
号ならびに進角信号設定回路１２７に設定された進角信
号に比例した直流電圧を発生すると共にフェイルセイフ
装置１０２からの出力により点火コイル１゛３５の点火
時期を進角又は強制的に遅角させるための出力を送出す
る積分回路１２５及び基準電圧発生回路１２０より、成
る。基準電圧発生回路１２０ｔ’ｊ、、オペアンプＯＰ
３、コンデンサＣ５、抵抗Ｒ１５，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ
１４より成る。抵抗Ｒ，１４とＲ，１５とを適当に選ぶ
ことによってオペアンプＯＰ３の出力ＲＶを基準電圧に
固定させそいる。この基準電圧ＲＶは例えば３■であり
、種々の基準電圧に供される。

フェールセーフ装置１０２４’！、ノックセンサ１００
の６覆の故障あるいは異常モードを検出しそのモードに
応じた遅角制御を行わしめるフェールセーフ機能を持つ
。この装置１０２ｔ！、定電流回路１０７、少なくとも
センサショット検出回路１０８とセンサオープン検出回
路１０９とを持つセンサ異常検出回路１０２Ａより成り
、該各回路の出力を積分回路１２５に供給し、フェール
セーフ機能を果している。ＢＧＬ検出回路１１９は、半
波整流器１１６、積分回路１１７、増幅器１１７Ａとよ
り成り、マスク回路１５０を介して送出されてくるＡＧ
Ｃ回路１６０の出力信号を整流して積分を行い、信号全
体の平均化信号を得ている。この平均化信号は、ＢＧＬ
信号となる。比較回路１１８は少なくとも２つの比較器
１１８　Ａ。

１１８Ｂを持つ。比較器１１８ＡはＢＧＬ出カと増幅器
１５１の出力との比較、比較器１１８Ｂｌ’！増幅器１
５１の出力と基準電圧との比較を行う。

無接点点火装置１０３″゛ハ、ピックアップコイル１０
５の出力信号を波形整形する増幅器１３１、ノック制御
回路１０１の出力電圧に応じて点火時期を制御するリタ
ード回路１３２、点火コイル１３５１７）２次側に高電
圧を発生させるパワートランジスタ１３４とよシ底る。

次に、以上の構成の動作を第２図の波形に基づき説明す
る。第２図（１）Ｕ、点火タイミング波形を示し、実際
には、この波形信号が後述の無接点点火装置１０３のパ
ワートランジスタ１３４のペース信号である。Ｈレベル
でパワートランジスタ１３４がオン（ＯＮ）で、Ｌレベ
ルでパワートランジスタ１３４はオフ（ＯＦＦ）となる
。点火コイル１３５での火花にＯＮからＯＦＦに切替る
過程で発生する。第２図（２）の信号８２１ｄ上記ベ一
ス信号を入力としＯＮからＯＦＦになる時にトリガされ
て一定幅（ｔ、）のパルス信号を発生する単安定回路１
２８の一定幅パルス出力信号である。

第２図（３）ハレベルアップされたノックセンサ１００
の出力を示している。ノックセンサ１００で検出される
信号は直流ゼロ（０）レベルを基準として正負に振れる
信号である。該検出信号の中にノック信号が含まれる。

一方、フェールセーフを可能にすべく検出回路１０８，
１０９を設けている。

これらの検出回路での故障モードでは、上記直流ゼロレ
ベルの信号のままではそのモード検出は不能である。こ
の対策のために、定電流回路１０７を設けている。該定
電流回路１０７から定電流がセンサ１００の出力に重な
ることによって一定の正方向へのバイアスがなされる。

この定電流回路１０７［重要な役割を果す。即ち、ノッ
クセンサ１００の出力は±ｓｍｖ〜±６００ｍＶの間を
変化する。その変化幅ｆ１１２０倍となる。１２０倍の
変化幅に対して、抵抗分圧による一般のバイアス手段に
よりノックセンサ出力を減衰させようとする場合、例え
ば、ノックセンサの出力が±５ｍＶに近く、かつバイア
ス手段によるノックセンサ出力の減衰率を１７２０にし
た場合、バイアス後の出力Ｕ０．２５ｍＶに低下するこ
とになる。これは明らかに検出精度の低下を招き、ひい
ては故障モードの検出が不能となる。本発明は定電流回
路１０７を設けることによりノック検出精度を向上し、
かつ故障モードの検出を容易ならしめるものである。第
２図（３）ハ定電流回路１０７によりバイアスされたセ
ンサ出力を示している。

交流結合回路１１２は、直流成分を除去するため設ける
。更にノッキング周波数領域で共振を起こさせるべく役
割を持たせることがある。交流結合回路１１２で直流バ
イアスを除去したことによって、次段での点火ノイズカ
ット回路１１３でのノイズカット性能の向上に著しい寄
与を呈する。

これは、直流バイアスを除去した後に点火ノイズをカッ
トしないと点火ノイズをカットできないからである。点
火ノイズカット回路１１３Ｕ、単安定回路１２８の第２
図（２）に示す如きパルス出刃によって制御をうける。

ノイズカット回路１１３は一種のアンドゲートであり、
単安定回路１？８の出力パルスを入力している。従って
、単安定回路１２８の出力パルスが′１”になっている
１１区間のみ、交流結合回路１１２を介して得られるセ
ンサ出力はほぼそのまま該点火ノイズカット回路１１３
の出力となる。この出力を第２図（４）に示している。

これによって点火ノイズカットがなされる。

ＢＰ　Ｆ４１４ｔ’！、ノック信号を強調（他の信号を
減衰させる）させて出力するもので、ノッキングのノッ
ク信号より高い周波数で少し減衰のある特性を持ってい
る。ＡＧＣ回路１６０は増幅器１６１を介したＢＧＬ回
路１１９からのフィードバック信号を受けてそれ自体の
ゲインをフィードバック信号、即ちＢＧＬ出力に反比例
させて変化させる。マスク回路１５０では所定のタイミ
ングでＡＧＣ回路１６０の出力に対してマスクをかける
。このマスクは第２図（２）のパルス信号Ｓ２によって
なされる。このマスク回路１５０の出力をうけてＢＧＬ
検出回路１１９４ｄＢＧＬの検出を行う。

比較回路１１８は、ＢＧ−Ｌ検出回路１１９のＢＧＬ出
力（電圧）と増幅器１５１の出力を比較器１１８Ａで行
い、増幅器１５１の出力と基準電圧との比較を比較器１
１８Ｂで行う。この時の両信号の様子は第２図（５）に
示す。比較回路１１８の比較器１１８　ＡＵ、ＢＧＬ出
力よりも大きい増幅器１５１の出力のみを整形して出力
する。更に、比較器１１８ＢＵマイナス端子に印加され
る基準電圧（この電圧はノック信号の異常振幅を制限す
るための基準値）よシも高いレベルの増幅器１５１の出
力を除去する。これによってノック信号の中の異常に高
い電圧はクランプされる。この比較器１１８の出力がマ
スク回路１５３、遅角信号出力回路１２６に入力して直
流レベルに変換され、該直流レベル信号が求めるべきノ
ック信号となる。

ここで、マスク回路１５３は高速回転時に吸気筒より発
生するノック信号に類似の雑音を除去７する役割を持つ
。このマスク信号５ｌｌｌｔ一定時間幅信号発生回路１
５７で形成される。更に、マスクＵＳ２によっても行っ
ている。比較器１１８の出力Ｓ６は単発パルス林であり
、この単発パルスを平均化する機能を遅角信号出力回路
１２６は持つ。

第２図（６）に比較器１１８で検出されたノック信号を
示している。第２図σ）はその一部の拡大図である。積
分回路１２５Ｕ、遅角信号出力回路１２６の出力信号を
入力として所定の積分を行う。従って、ノックパルスの
数に応じた積分値が積分回路１２５より出力される。こ
の積分出力によってリタード回路１３２の遅角制御を行
う。

第３図にはノックセンサ１００からＢＰＦ１１４までの
構成の具体的な回路例が示されている。図において、ノ
ックセンサ１００は磁歪素子を使用した誘導形のセンサ
であり、等制約にはインダクタンスＬと抵抗Ｒ２との直
列回路となる。一般的には、インダクタンスＬの値ＨＩ
Ｈ，抵抗Ｒ２の値は８４００程度となる。

定電流回路１０７　ｕｓ抵抗Ｒ１、ツェナーダイオード
ＺＤ１％　　）ランジスタＴ１とより成る。該回路１０
７の電源は電源部１２０より供給される。

電源部１２０は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１４゜Ｒ１５
、コンデンサＣ５、オペアンプＯＰ３とより成る。オペ
アンプ０Ｐ３ｆｌバツフアの役割を持つ。オペアンプＯ
Ｐ３のプラス端にはＢ電源が抵抗Ｒ１４とＲ１５とで分
圧されて印加している。

オペアンプＯＰ３の出力ｆ１３（Ｖｌに設定され、ＰＮ
ＰトランジスタＴ１のコレクタ電流は、約１．７　ｍ　
Ａに設定される。従って、ａ点の直流バイアス電圧は、
約１．６（ＶＪとなり、該１．６（至）電圧にノツクセ
ンサ１００の出力信号が重なることとな′る。

定電流回路１０７を採用した理由を以下に述べる。

ノックセンサ１００の出カイ／ビーダンスＺは、抵抗Ｒ
２、インダクタンスＬの値で決まる。従って、ノッキン
グ周波数（約７ＫＨ２）におけるインピーダンスＺの値
に、Ｚ＝２ＸｆＬ＋Ｒ２＝２ＸＸ７０００Ｘ１＋８４０＝４５（ＫΩ）　　・・・・・・・・・・・・・・・　
（υとなる。従って、ノック制御装置のノックセンサ接
続部の入力インピーダンスが低いとノックセンサ出力信
号が大幅に減衰する。ノックセンサ出力は、±５（ｍＶ
）〜±６００（ｍＶ）ａ−いう１２０倍の頓域の間で変
動する。入力インピーダンスを高くするために定電流回
路１０７を設けている。

特に、図の構成では、直流バイアス回路を定電流構成と
しているため、該直流バイアス回路のインピーダンスに
無限大に近い値となる。

一方、ノック制御装置の入力インピーダンスを高くする
゛と外乱ノイズが重畳しやすくなる。外乱ノイズの典形
的なものは、点火タイミングに同期して発生する点火ノ
イズ（Ｉｇノイズンでめる。

次に、点火ノイズについて説明する。

パワートランジスタのベース制御は第２図（１ンに示す
如きパルスによって行われる。該パルスがＨレベルの時
、パワートランジスタはオン（ＯＮ）し、Ｌレベルの時
にオフ（ＯＦＦ）する。このＯＮからＯＦＦに切換わる
過程、或いはＯＦＦになった時点で点本コイルの２次電
圧は急上昇し、第１次のノイズを発生する。更にこの２
次電圧の上昇によってプラグの間の空気層の絶縁が破壊
され、点火する。この点火時に第２次のノイズが発生す
る。該第２次のノイズには、点火の初期に流牡る容量放
電電流によるノイズと、その後の段階で流れる誘導放電
電流によるノイズとがめる。第２次のノイズの中では前
者のノイズが太ｔｔノイズ源となる。入力インピーダン
スを高くした場合には、第１次ノイズ及び第２次ノイズ
（前者のノイズ）がノック信号識別に悪影響を与える外
乱ノイズとして上記ノックセンサ出力に重畳してくる。

かかる外乱ノイズを除去する必要がある。この外乱ノイ
ズは、５０〜６０μ（６）位の時間の間、継続する＝従
って、この間、ノックセンサ出力をマスクすればよい。

かかる目的を達成するために、交流結合回路１１２、な
らびにノイズカット何路１１３を設けている。但し、実
際のマスク区間は上記ノイズ継続時間より充分大きい時
間幅、例えば０，８ｍ（６）程度に設定している。

変流結合回路１１２はコンデンサＣ１と抵抗Ｒ３とよシ
成る。ノイズカット回路１１３は抵抗Ｒ４，Ｒ５，１’
Ｌ、６．Ｒ８，Ｒ２２’３、コンデンサＣ２、トランジ
スタＴ２、オペアンプＯＰＩとよシ成る。交流結合回路
１１２［％　ノックセンサ出力信号からノッキング信号
を良好に取り出すため７１の手段として設けたものであり、ノッキング信号をこの
回路１１２を通すことによってノックセンサ出力信号に
乗っている直流バイアス電圧を除去せしめている。もし
、直流バイアス成分を重畳してなるノック十゛／す出力
からノック信号のみを取り出そうきする場合、及び上記
ノイズマスクをかけようとする場合、その処理は極めて
複雑なものとなる。この直流カットするという考え万そ
のものに簡単でニするが、ノック信号を正しく分別する
ためには極めて実用性の高い技術手段である。

ノイズカット回路１１３［、主としてトランジスタＴ２
の働−きによってＩｇノイズカットを行っている。トラ
ンジスタＴ２は単安定回路１２８の出力Ｓ２によってオ
／・オフされる。単安定回路ｕ２８ｉ、第２図Ｕ）に示
すパワートランジスタのベース信号の立下りでトリガー
を受け、マスク区間幅のパルスを発生する。第２図シ）
が・この単安定回路１２８の出力Ｓ２であり、時間幅ｔ
１がマスク区間幅となる。この単安定回路１２８の出力
Ｓ２が”１＃となるｔ１区間のみトランジスタＴ２をオ
ンする。これによって、このｔ１区間でに、ノックセン
サ出力はナースに短絡され、オペアンプＯＰＩへの入力
はなくなり、Ｉｇノイズをマスクするマスク効果を生む
。なお、セ／す１００の負荷インピーダンスとして、抵
抗Ｒ３，Ｒ４゜Ｒ５、コンデンサ０１．Ｃ２が考えられ
るが、抵抗Ｒ５を高抵抗、例えばＩＭΩとすることによ
り、抵抗Ｒ４，Ｒ５、コンデンサＣ２Ｈ負荷としては無
視できるものとなる。従って、セ／す１００の負荷はコ
ンデンサＣ１、抵抗Ｒ３だけとみることができる。

したがって、交流結合回路１１２に直流除去の役割の他
に、ノックセンサ出力の中のノック信号を強調して取シ
出す共振回路手段としての役割を持たせることができる
。以下、これについて説明する。

上に述べたように、ノックセンサ１００からノック制御
装置をみた場合の負荷としてのインピーダンスは、抵抗
Ｒ５を高抵抗とすることによシ、抵抗Ｒ４，Ｒ５％　コ
ンデンサＣ２は負荷として無視できるので、交流結合回
路１１２のみとなる。

従って、共振回路の形成も、ノックセンサ１００と交流
結合回路１１２とによって形成される。即ち、インダク
タンスＬ１抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ３，゛と
より成る回路が共振回路となる。

該共振回路は、ノック信号（約７ＫＩ（Ｚ）に対して３
〜５ＫＨ２の工／ジン振動を減衰させる（約５ｄＢ）バ
イパスフィルタの機能を持つことができる。この時の利
得Ｇは次のごとくになる。

・・・・・・・・・・・曲（２）　　゛第４図にかくし
て得られた共振回路の特性が示されている。第４図（Ａ
）ＵコンデンサＣ１の容量が１００　ＰＦの大きさの時
であり、バイパスフィルタの特性を示す。第４図（Ｑｆ
ｌコンデンサＣ１の容量を１００ＯＯＰＦの大きさにし
た時の特性であり、ローパスフィルタを特性を示す。第
４図■はコンデンサＣ１を４７０ＰＦの大きさにした時
の特性であり、バンドパスフィルタの特性を示す。実際
に形成する共振回路は第４図（ト）に近いパンドパスフ
、イルタめ特性としている。なお、コンデンサＣ１の値
は４．７０ＰＦ％抵抗Ｒ３は２０にΩとした時、これに
よって共振周波数［７ＫＨＺ、かつバンドパスフィルタ
の特性を示した。

ＢＰＦ１１４は、抵抗Ｒ７，Ｒ９，Ｒ，１０、コンデ／
すＣ３，Ｃ４，Ｃ２２、オペアンプＯＰ２とより成る。

該オペアンプＯＰ２の非反転端子は、バッファの役割を
持つ電源部１２０のオペアンプＯＰ３の出力ＲＶ（３Ｖ
基準電圧〕に接続している。従って、ＢＰＦ１１４出力
は、上記基準電圧に直流的にバイアスされたものとなっ
ている。このＢＰＦＩ　１４では、ノック信号と非ノツ
ク信号とのレベル差を大きくすべ（フィルタ機能を持つ
。

これによって、レベルによる識別を容易にする。

ＢＰＦ１１４のオペアンプＯＰ２からの出力Ｓ１に後述
のＡＧＣ回路１６０の抵抗Ｒ１６に入力される。

次にノックセンサ故障検出回路１０２Ａの動作を説明す
る。センサショート検出回路１０９は、比較器ＣＯ゛２
とより成る。センサオーブン検出回路１０８は、抵抗Ｒ
５５、比較器ＣＯ１とより成る。更に、比較器ＣＯ２の
ａ点電位を約０．２（Ｖ）に設定し、比較器ＣＯ１のｂ
点電位を約２．８　（Ｖ）に設定しているものとする。

今、ノックセンサ１００がショートしたとすると、ａ点
電位は約０（Ｖ）となる。従って、ａ点電位ｎｃ点電位
より低くなシ、比較器ＣＯ２の出力は約０（Ｖｌとなる
。ノックセンサ１００がショートシない正常時には、直
流バイアスによりａ点電位はａ点電位より−も大きく設
定されている故、比較器ＣＯ２の出力は略ａ点電位（即
ち、ｏ（ｖ）より大きいという意味）になっている。−
万、ノックセンサ１００がオーブンになった時にｔＬａ
Ｌａ圧電圧３．２．（Ｖ）になり、ｂ点電圧よりも高く
なる。従って、比較器ＣＯＩの出力［，０（％Ｊ）とな
る。即ち、ノックセンサが断線又はショートした時には
１２点電圧がｎ（Ｖ）となる。これらの結果はトランジ
スタＴ８０よシ信号ｓ３となり、積分器１２５への出力
ＵＯ（Ｖ）となる。かくして、比較器ＣＯ２゜ＣＯＩに
よってショート及びオーブン故障を検出できる。

ＢＰＦＩ　１４の出力Ｓ、は、ＡＧＣ回路１６０に入力
される。ＡＧＣ回路１６０の出力にマスク回路１５０を
介して２つの系統に分けられる。第１の系統はノック信
号を増幅し、比較回路１１８の一方の入力端子に入力す
る増幅器１５１からなる系統である。第２の系統は、半
波整流回路１１６、最大クランプ回路１１６　Ａ％積分
回路１１７、増幅器１１７ＡよりなるＢＧＬ回路１１９
である。

増幅器１１７Ａの出力は比較回路１１８の他方の入力端
子に入力される。増幅器１１７Ａの出力は増幅器１６１
を介してＡＧＣ回路１６０に負帰還される。

ノックセンサ出力は士ｓ（ｍｖ）〜６００（ｍＶ）の範
囲となる。即ち、１２０倍の範囲でセンサ出力が振れる
ことになる。この出力を単純に増幅した場合（例えば１
００倍）、±０．５（Ｖ）〜±６０ｃＪ）となる。然る
く、自動車では、最大でバッテリ電圧（約１２（Ｖ）で
あシ、６０（ロ）は値にありえない。

従って、従来は、飽和しないように小さいゲインで使用
するか、又は飽和することを覚悟で処理するかのいずれ
かの方法をとっていた。前者は、微小人力に対して感度
が悪くなり、後者は大振幅人力に対して感度が悪くなる
欠点を持つ。本実施例の構成で＃−１、ＡＧＣ回路１６
０を設けたこと、更に、このＡＧＣ回路１６０をＢＰＦ
Ｉ　１４の出力側に設けたことを特徴とする。この構成
とすることによってＢＰＦＩ　１４でノック信号と非ノ
ツク信号とのレベル差が大きくなり、この大きくなった
レベル差のままでＡＧＣ回路１６０に入力するため、Ｓ
ＺＮ比のよい出力を得ることができる。

第６図に示す入出力特性から明らかな如く、ＡＧＣ回路
１６０は、低レベル入力（±Ｖｔ、）及び高レベル入力
（±Ｖｍ）の場合を除き、出力■。を略一定に制御する
ことができる。

ＡＧＣ回路１６０から比較回路１１８に至る回路の具体
例を第７図に示す。ＡＧＣ回路１６０は抵抗Ｒ１６，Ｒ
，１７，Ｒ１９，Ｒ１８，Ｒ９２゜Ｒ１０２、オペアン
プＯＰ３　　ＦＥＴ　　Ｔ１７とより成る。半波整流回
路１１６ｒｉ、コンデンサＣ６、抵抗Ｒ２０，Ｒ２１，
Ｒ２２，ダイオードＤ、　、　Ｄｔ、オペアンプＯＰ４
より成る。

クランプ回路１１６Ａは、抵抗Ｒ２５，Ｒ２６゜Ｒ２７
，Ｒ２９％オペアンプＯＰ６、比較器ＣＯ５、コンデン
サＣ８、ダイオードＤＩＯとより成る。

積分器１１７は抵抗Ｒ２９、コンデンサＣ９とより成る
。増幅器１１７Ａに、抵抗Ｒ３０，Ｒ３１゜Ｒ３２，Ｒ
３３，Ｒ３４，Ｒ３５、オペアンプＯＰ７とより成る。

増幅器１６１Ｕ、オペアンプＯＰ８、抵抗Ｅ９３．Ｒ３
７，Ｒ３８，Ｒ３６゜Ｒ４０，Ｒ３９１、コンデンサＣ
ＩＯとよシ成る。

第７図に図示した回路の動作を説明する。ＢＰＦ１１４
でフィルタリングされた出力ＳＩＵ抵抗Ｒ１６を介して
ＡＧＣ回路１６０（７）ＯＰ３ｔ７Ｃ入力する。ＯＦ２
のマイナス端には増幅器１６１を介してゲインがコント
ロールされるＦＥＴ（Ｔ１７）が設けられている。この
結果、ＡＧＣ回路１６０のゲインは増幅器１１７ＡのＯ
Ｆ２の出力に応じて変更される。Ａ、ＧＣ回路１６０の
出力はマスク回路１５０によって所定タイミングのマス
クがとられ、Ｃ６，Ｒ２０を介して半波整流器１１６に
入力する。ダイオードＤＩ、Ｄ２の働きにより正方向成
分のみの半波整流がなされ、最大クランプ回路１１６Ａ
に入力する。このクランプ回路１１６Ａでは、比較器Ｃ
Ｏ５の働きにより所定の最大値（Ｒ２７を介してプラス
端子に印加される電圧に相当する。例えば５ｖである）
にクランプされる。

このクランプ回路１１６Ａの出力は、抵抗Ｒ２９、コン
デンサＣ９とよシ形成される積分回路１１７で積分され
平滑化され、更に増幅器１１７Ａで増幅され出力されて
ゆく。次に具体的に説明する。

ＡＧＣ回路１６０の入力電圧（即ち、ＢＰＦ１１４の出
力電圧）をＶｌ、出力電圧をＶ。とし、Ｆ’ＥＴ（Ｔ１
７）の出力インピーダンスをＺｒとすると、オペアンプ
ＯＰ３の増幅率は、抵抗Ｒ１９の値を高抵抗に設定して
いるため、ＺＦと抵抗Ｒ１９で決まる値となる。即ち、
利得Ｇは、Ｖｏ、　　　　Ｒｌｇ、Ｇ＝ハフ、−（１＋−ワ；）　　°°°−°−°−°
−（３’）となる。（３′）式で重要な点は、インピー
、ダンスＺ？がＦＥＴ（Ｔ１５）のゲート・ソース間電
圧Ｖｏａにより変化することである。例えば％ＶＧＩｌ
が０（Ｖ）から−２（Ｖ）へと低くなると、増幅器１６
１の出力帰還により、ＺＦは大きくなり、利得ＧＵ小さ
くなる。大きくなった場合は逆となる。その結果、ＡＧ
Ｃ回路１６０の増幅器１１７Ａから出力されるＢＧＬ出
力電圧はＡＧＣ回路′１６ｏへの入力電圧の変動とは無
関係に一定となり、そのＳＮ比は一定に近くなる。

ｖＧＩＩ＝±２００（ｍＶ）（７）範囲テｕ　、Ａ　Ｇ
　Ｃカ充分働く。

なお、抵抗Ｒ１９は、ＦＥＴ　（Ｔｌ　５　）の断線故
障時の保護用でろシ高抵抗設定される。更に、Ｚ　Ｆ　
ｔ’１２００Ωから２にΩ程度の値としている。

マスク回路１５０Ｈ）ランジスタＴ１５、抵抗Ｒ９７と
より成る。トランジスタＴＩＩＪ：ペースに印加される
信号Ｓ６により導通する。トランジスタＴ１５の導通に
よりＡＧＣ回路１６０の出力′はアース電位に降下し、
マスクされる。

増幅器１５１の抵抗Ｒ９５ｉ、オペアンプＯＰ９の出力
に対して３６０（ｍＶ）の直流補正を行う。更に、抵抗
Ｒ３５とコンデンサＣＩＯとはＢＧＬのリップル防止機
能を持つ。更に、全体図を通して、オペアンプ（ＯＰ）
は日立製のＨＡ１７９０２、比較器（ＣＯ）は日立製の
ＨＡ１７９０１を使用しぷいる。

増幅器１６１の抵抗Ｒ４０，Ｒ３９，Ｒ３８はＢＧＬ入
力がない時、オペアンプＯＰ８の■端子はオペアンプＯ
Ｐ３の出力端（３Ｖ）に接続されているため、その端子
人力Ｕ３Ｍになり、こＯ時オペアンプＯＰ８の出力ｖ２
は第８図に示すように４（Ｖ）になるように設定する直
流補正の機能を持つ。更に、オペアンプｏｐｓｔｉ反転
増幅器となっており、入力Ｖ、が増加すると、出力ｖ２
が減少する方向となる。この出力Ｖ、はＡＧＣ回路１６
０のＦＥＴ（Ｔ１５）のゲート入力となっているため、
’ＢＧＬが増加すると、ｖｌが増加してｖ２が下り利得
Ｇ′も下り、ＡＧＣが働く。ここでＡＧＣ回路１６０に
、Ｖｚ　〜３（Ｖ）から働き始め、４（Ｖ）〜３（Ｖ）
の間ｕ、Ｚｙ　ｎ一定となっている。

最大クランプ回路１１６ＡのオペアンプＯＰ６はインピ
ーダンス変換のために設けたバッファであり、非反転端
子電圧Ｖ、が５Ｍ以上になろうと、すると〜比較器ＣＯ
５が導通し、ダイオードＤＩＯ１抵抗Ｒ２８を通して電
流が放電し、その結果、オペア、ンプＯＰ６の非反転端
子の端子電圧は、最大５（財）にクランプされる。これ
によって、比較器ＣＯ５の反転出力電圧（六ツクグラウ
ンド電圧レベル）ハ、ノッキングの強度により変ること
になく、ノッキング時にＢＧＬが上昇してノッキングの
検出が難しくなるようなことはなくなる。

比較回路１１８は、比較器１１８Ａ、１１８Ｂ。

抵抗Ｒ４３，Ｒ５９、ダイオードＤ３より成る。

比較要素１１８Ａの比較器ＣＯ４は増幅器１５１の出力
であるノック信号を含む信号と、抵抗Ｒ４１とＲ４２と
で分圧された基準電圧との比較を行う。

基準電圧は例えば４（ｖ）に設定されている。−万〜比
較器Ｃ０３ｔ！ＢＧＬ出力と増幅器１５１の出力との比
較を行う。この結果、比較回路１１８の出力からは、基
準電圧よりも大きく、ＢＧＬ出力よりも大きな増幅器１
５１の出力Ｓ６が出力する。

なお、ダイオードＤ３はこの出力を送信する役割、抵抗
Ｒ５９［後述する遅角量設定回路１２６のコンデンサＣ
１３との間で放電用抵抗の役割を持つ。

比較回路１１８の出力８６　Ｂ、次段のマスク回路１５
３に入力する。

マスク回路１５３から積分回路１２５に至る具体的回路
構成を第８図に示す。

進角信号設定回路１２７は、固定進角設定回路１２７Ａ
と可変進角設定回路１２７Ｂとより成る。

固定進角設定回路１２７Ａは抵抗Ｒ５６，Ｒ６８゜Ｒ７
０，Ｒ９８，Ｒ９９，Ｒ１００、トランジスタＴｌｌよ
り成る。可変進角設定回路１２７　Ｂｉ抵抗Ｒ６５，Ｒ
６９、）ランジスタＴ８より成る。

固定進角設定回路の進角出力信号は始一時の進角のため
の電源電圧りにより決まる。可変進角設定回路１２７Ｂ
の進角出力信号は単安定回路１２８の出力Ｓ９によシ決
まる。出力８９は回転数に比例したパルス幅の信号であ
り、従って、回路１２７Ｂの進角出力信号は回転数に比
例した進角信号となる。進角信号設定回路１２７の進角
出力信号は積分器１４０の入力となる。

比較器１１８の出力は積分回路１２５に直接に加えても
よいが、遅角信号出力回路１２６を介して積分回路１２
５に印加してもよい。更に、遅角信号設定回路１２６と
比較器１１８との間にマスク回路１５３を設けることに
よって、一層正確な遅角信号を形成できる。

マスク回路１５３に〜抵抗Ｒ５７，Ｒ５８，）ランジス
タＴ７よシ成る。遅角信号出力回路１２６はマスクをま
ぬがれた比較器１１８の出力パルうを平滑化しかつ積分
し対応する遅゛角制御を行う。

遅角信号設定回路１２６は、コンデンサＣ１３、抵抗Ｒ
６３，Ｒ６４，Ｒ６６、Ｒ６７、）う／ジスタＴ９．Ｔ
ＩＯより成る。トランジスタＴ７は信号Ｓ２によってオ
ンし、この時の比較器１１８の出力Ｓ６はトランジスタ
Ｔ７を介してアースに流れ込みマスクされる。トランジ
スタＴ７がオフの時にはコンデンサＣ１３に信号Ｓ６は
蓄積され、抵抗Ｒ６３を介してトランジスタＴＩＯを駆
動する。トランジスタＴＩＯの駆動に抵抗Ｒ６′４を介
して信号、Ｓ３によっても行われる。信号Ｓ２Ｕ単安定
回路１２８の出力である。信号８３は異常検出回路１０
２Ａの出力である。トランジスタＴ９のペースに印加さ
れる電源電圧りは、電源回路（後述）から供給をうける
。エンジン始動時にはバッテリ電圧が所定の最低許容電
圧よりも低下する。バッテリ容量が少なくなった時も同
様である。

この異常な電圧低下には電圧ＤＨ高い電圧となシ、正常
電圧時には低い電圧となっている。高い電圧りの時にト
ランジスタＴ９はオンジ、トランジスタは抵抗Ｒ６３，
Ｒ６４を介して印加される信号のいかんにかかわらず、
オフを継続する。一方、電圧りが低い時には、トランジ
スタＴ９はオフし、この結果、トランジスタ’Ｉ’ｉ０
Ｕ、抵抗Ｒ６３゜Ｒ６４を介した電圧の値によってオン
、オフの駆動が行われる。

積分回路１２５は、積分器１４０、最大電圧クランプ回
路１４１、最小電圧クランプ回路１４２より成る。積分
器ｘ４０Ｕ、オペアンプ０Ｐ１５、コンデンサＣ１４，
Ｃ１５，、抵抗Ｒ２００よシ成る。最大電圧クランプ回
路１４１はオペアンプＯＦ　１６、抵抗Ｒ７１，Ｒ７４
，Ｒ７５，Ｒ，７６゜Ｒ７７、Ｒ７８、ダイオードＤ７
、トランジスタＴ２０より成る。最小電圧クランプ回路
１４２は、オペアンプ０Ｐ１７、抵抗Ｒ６０，Ｒ，６１
、ダイオードＤ６より成る。

次に・、積分回路１２５０回路動作を説明する。

今、比較器１１８の出力を入力とする遅角信号設定回路
１２６の出力であるノック信号により、トランジスタＴ
ｌＯＨノック信号に同期してＯＮする。従って、第２図
σ）に示すように、ノック信号のパルス幅ｔｏ　　（約
４０〜７０μ（６）位）の間、トランジスタＴＩＯは導
通し、電流１１がオペアンプ０Ｐ１５よシコンデンサＣ
１４，Ｃ１５、抵蛛Ｒ６７、）ランジスタ’Ｉ’ＩＯを
介してアースへと流れる。また、この時のオペアンプ０
Ｐ１５の出力電圧は３（ｖ）である。

したがって、この時のオペアンプ０Ｐ１５の１パルス当
りの電圧上昇率（電圧上昇／１パルス）ΔＶ、は次のよ
うになる。

よシ、但し、容量ＣはｂンデンサＣ１４，Ｃ１５の直列容量値
である。この（５）式から明らかなように１オペアンプ
０Ｐ１５の出力電圧は、ノッキングパルス数に比例して
上昇することになる。

−万、毎周期ごとに、単安定回路１２８の反転出力Ｓ９
がトランジスタＴ６からトランジスタＴ８のベースに印
加され、一定マスク時間ｔ、の間、トランジスタＴ８を
オフする。従って、この間、電流ｔｔカ電源ｖ、から抵
抗Ｒ９８，Ｒ１００、コンデンサＣ１４，Ｃ１５を介し
てオペアンプ０Ｐ１５へと流れる。

ツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧は６閉である
。また、オペアンプ０Ｐ１５のｅ端子は一３ボルトとな
っている。したがって、オペアンプ０Ｐ１５に単安定回
路１２８から１パルス入力するごとにオペアンプ０Ｐ１
５の出力電圧は、下記の電圧下降率（下降電圧値／周期
）Δｖ２に従って下降することになる。

したがって、この電圧降下率ΔＶ、はエンジンのトルク、馬力等の動
力性能を考慮し電圧上昇率ΔＶ、の約１１５０に設定さ
れている。積分器の出力は、その最大値を最大クランプ
回路１４１の、クランプ電圧によりクランプされ、その
最小値を最小クランプ回路１４２のクランプ電圧によっ
てクランプされる。

積分回路１２５は、エンジン始動時には、電圧りにより
トランジスタＴｌｌがオンすることにより特定の進角特
性（進角値）を持たせるようにしである。この進角特性
は、積分回路１２５が指令を行いリタード回路１３２が
実際の進角（遅角）制御を行う。このリタード回路１３
２に例えば１下記文献（［Ｊ、　ｆ３．ｐａｔｅｎｔ　
　ａｐｐｌｉｃａｔｉ、ｏｎ、　ｆ３６ｒ。

Ｎｏ、　　８０２０２．　ｂｙ　　Ｎｏｂｏｒｕ　　Ｓ
ｕｇｉｕｒａ、　　ｆｉｌｅｄｏｃｔｏｂｅｒ　１．　
１９７９　　ａｎｄ　　ａｓｓｉｇｎｅｄ　　ｔｏ　　
ｔｈｅａｓｓｉｇｎｅｅ　　ｏｆ　　ｔｈｉｓ　　ａｐ
ｐｌｉｃａｔｉｏｎ”工ｇｎｉｔｉｏｎｔｉｍｉｎｇ　
　ｃｏｎｔｒｏｌ　　ｓｙｓｔｅｍ　　ｆｏｒ　　ｉｎ
ｔｅｒｎａｌｃｏｍｂｕｓｔｉｏｎ　　ｅｎｇｉｎｅ”
］示されたものが使用される。

ここでリタ−ド回路１３２の動作について説明する。

一般に、点火時期特性は相対的なものでラシ、ディスト
リビュータと、使用されている点火装置で決まるめる運
転モードに従って決定される。また、ノック時の最大遅
角特性を与えておき、ノック時にこの特性に乗るように
している。第９図には、進角及び遅角特性を示し、実際
にする運転モードでの最小遅角（即ち、最小クランプ電
圧）特性、点線にノック時の最大遅角（即ち、最大クラ
ンプ電圧）特性を示している。低速時、例えば、２００
ｒｌ）ｍ以下では、点火時期特性で決まる最大進角特性
になるべく制御する。かかる特性を採用する理由は、起
動時の始動を確実に達成するためである。即ち、始動時
、点火時期を遅らせるとエンジンに逆回転トルクを生じ
、スタータの負荷は非常に大となる。この結果、スター
タの駆動電流が異常に大となシスタータではエンジンを
まわすことができなくなり、いわゆる始動失敗となる。

かかる始動失敗をなくすために、始動時、例えば２０Ｏ
ｒ１ｍ以下では、点火時期特性で決まる最大進角特性に
盲せている。

以上の特徴を達成すべきリタード回路１３２の特性を第
１１図に示す。図示する如く、積分回路１２５の出力、
・即ち、積分器１４０の出力電圧に対して一定角度傾斜
特性となるべくリタード特性を持っている。このため、
毎周期一定角度の進角となる。即ち、点火時期はノッキ
ングパルス数に応じて遅角しながら毎周期一定角度進角
する構成となっている。

対策について述べる。この始動時対策に電源回路に関係
あるもの故、第１１図に示す電源回路の説明を先ず行う
。

この電源回路は、始動検出用電源装置５０、実際の電源
装置５１とよシなる。電源装置５０、抵抗Ｒ，８６，Ｒ
８７，Ｒ８８，Ｒ８９、ツェナーダイオードＺＤ３、コ
ンデンサＣ１９、ダイオードＤ９より成る。電源装置５
１は、抵抗９０，９１、コンデンサＣ２０，Ｃ２１、ツ
ェナーダイオードＺＤ４．ＺＤ５よシ成る。バッテリ電
源はＢＷ端に接続され、ツェナーダイオードＺＤ５によ
り所定電圧（６，２Ｖ　）以上の電圧はカットされ、Ｂ
＝６．２Ｖが出力される。電圧Ａ及びＤＨ始動検出を反
映した電圧となる。即ち、始動時にはバッテリ電圧が低
下する。その低下量が基準値以上になるとトランジスタ
Ｔｌ４Ｕオフし、電圧ＡとＤとは同じ値となる。バッテ
リの電源容量が低下した時にも同じ動作となる。バッテ
リの電源電圧が正常であれば、トランジスタＴ１４はオ
ンであり、Ｄ電圧は略アース電位となり、Ａ電圧、は抵
抗Ｒ８６によるドロップ電圧相当となる。抵抗Ｒ８６は
比較的高抵抗（２２にΩ）に設定している。このＤ電圧
はトランジスタＴ９のベース、トランジスタＴｌｌのベ
ースに印加しており、始動時の所定の進角特性を設定す
る。

また、ＴＦ′Ｘ、エンジン冷却水温センサスイッチに接
続される端子である。この工／ジン冷却水温セ／すによ
って検出される温度がある一定値（例えば７０Ｃ）以下
のときトランジスタＴ１４をオフさせるため、抵抗Ｒ２
２１，ダイオードＤ１２、ツェナーダイオードＺＤ４が
設けられている。

次にかかるリタード回路１３２を制御する積分回路１２
５の動″作、特に起動待進角を行う始動時対策について
述べよう。ツェナーダイオードＺＤ３は約６（ｖ）のツ
ェナー電圧を持ち、電源電圧（Ｖや）が低い時、即ち、
スタータオンのエンジン始動時には、抵抗Ｒ８８，Ｒ８
９の中点電圧がツェナーダイオードＺＤ３をオ／できな
くなる。このため、トランジスタ埜１４がオフし、トラ
ンジスタＴ９゜ＴＩＯがオンする。この時１．トランジ
スタＴＩＯにオフとなる。またトランジスタＴ’ｌｌの
オンにより電源゛よシ抵抗Ｒ７０を通して電流り、と同
じ方向に電流が流れ、オペアンプ０Ｐ１５の出力はに点
電圧と同じ電圧迄減少しクランプされることになる。こ
のに点電圧が第１０図に示す最小クランプ電圧１．５（
Ｖｌに対応する。このクランプされた出力が第９図に点
線で示す始動時の最大遅角特性を設定することになる。

これによって、リタード回路１３２が制御され、最大遅
角特性に設定されることになる。

次にセンサ１００の故障時における積分回路１２５の動
作を説明する。第３図に図示されたセンサショート検出
器１０８表らびにセンサオープン検出器１０９からの出
力により、第８図に図示されたトランジスタＴ７がオフ
となり、トランジスタＴＩＯ，Ｔ２０がオンとなる。ト
ランジスタＴＩＯがオンすると、上述の遅角動作と同じ
ように、コンデンサＣＩ４．Ｃ１５に電流ｉ、が流れ続
け、従ってオペアンプ０Ｐ１５の出力電圧は、ｈ点電圧
と同じ６ｖの電圧（最大電圧）にクランプされる。更に
、トランジスタＴ２０がオンする結果、ｈ点電圧は、通
常時の電圧より低い５ｖのフェールセーフ電圧に制御を
うける。これによって、異常時も適切な遅角特性をうる
。なお、トランジスタＴ２０を省略した場合のフェール
セーフクランプ電圧は第１０図に示すように６ｖセなる
。

第１２図は第３図のａ点に異常電圧が重畳した時の動作
波形図を示す。この異常検出に検出回路１０８．１０９
が兼用して動作することによって行わ五る。第１２図（
１）ハパワートランジスタのベース信号であり、ノック
センサ１００が何等かの原因で異常信号となると、第１
２図（２）に示、すように、連続的にｂ点電圧よシ高い
電圧が発生し、従って比較器の出力は第１２図６）のよ
うに連続的に０（Ｖ）に下がり、従って積分回路１２５
の出力は第１２図（４）のように動作の後、フェールセ
ーフクランプ電圧（図でＨ５，４Ｖ　）にクランプされ
る。従って、異常電圧に対しても充分対処できることに
なる。

第１３図は各種のタイミング信号を発生するタイミング
信号発生回路を示す。単安定回路１・２８は、抵抗Ｒ４
４，Ｒ４５，Ｒ４６，Ｒ，４７，Ｒ４８゜Ｒ５０，Ｒ５
１，Ｒ５２，Ｒ５３，Ｒ５４、コンデンサＣ１ｌ、Ｃ１
２、トランジスタＴ３．Ｔ４゜Ｔ５．Ｔ６、ダイオード
Ｄ４．Ｄ５よシ成る。

単安寓回路１２８の動作を説明する。端子Ｐには第２図
（１）に示すパワートランジスタのベース信号が印加さ
れている。このベース信号のＨでトランジスタＴ３Ｕオ
ンし、トランジスタＴ４［オンする。トランジスタＴ４
のオフにより、コンデンｔｃ１２Ｋｉｄ電源Ｂ→抵抗Ｒ
４８−＋Ｒ５０−＋Ｃ１２→トランジスタＴ５のベース
への経路が形成される。一方、ベース信号のＬでトラン
ジスタＴ３はオフＮ　トランジスタＴ４ｆｌオンとなり
、電源Ｂ→抵抗Ｒ５１→コンデンサＣ１２→抵抗Ｒ，５
０→Ｄ５→トランジスタＴ４→Ｒ４９→アースの経路が
形成される。この２つの経路はコンデンサＣＩ２への充
放電回路でろ＃）１　トランジスタＴ５のコレクタ端に
は第２図（２）に示す如き時間幅ｔ、゛なるスバ、クタ
イミングに同期したパルスｓ２が発生する。また、トラ
ンジスタＴ６Ｕ）ランジスタＴ５と逆相関係にある故、
信号Ｓ２と逆相のパルスＳ９を出力する。この信号Ｓ２
［、点火ノイズカット回路１１３のトランジスタＴ２の
ベースに印加されて点火ノイズカット信号となり、かつ
マスク回路１５３のトランジスタＴ７のベースに印加さ
れて点火ノイズカットの役割を果している。信号９に進
角信号出力回路１２７のトランジスタＴ８に印加され、
進角制御に供されている。更に一信号Ｓ２に回転検出回
路１５６の入力信号、一定時間発生回路１５７の入力信
号となっている。

このように構成される従来のノック制御装置のリタード
制御について次に説明する。

まず、第１４図（１］に示す如き点火信号を与えるパワ
ートランジスタ１３４のオン・オフ信号によって点火が
行われる。このため、第１４図（２）に示す如きイグニ
ッションマスク信号が必要となる。

この点火によって工／ジンが作動していく訳であるが、
この工ンジジの振動によってノッキングの検出がノック
センサ１００によって行われる。このノツクセ／す１０
０からの出力に、増幅され、第１４図（３）のａに示す
如き信号としてコンパレータＣＯ３の（ト）入力端子に
入力され、一方、コンパレータＣＯ３の（へ）入力端子
には、ＢＧＬ検出回路１１９から出力される第１４図（
３）のｂに示す如き信号が入力され、比較される。この
コンパレータ′ＣＯ３の出力信号にダイオードＤ３を介
してコンデンサＣ１３を充電し、積分される。この積分
電圧（第１４図（４月は、トランジスタＴＩＯのＶｉｎ
ｅのスレショルドレベルより高いか低いかでトランジス
タＴＩＯのオンオフ動作を行う（第１４図（５））。

その結果、第１４図（６）に示す如くリタード量がトラ
ンジスタＴＩＯのオン時間に比例して増加する制御が行
なわれる。

このように従来のノック制御装置にあっては、バックグ
ラウンドレベルに対してノック信号の比率を一定に保持
して制御している。しかしながら−ノック振動は、負荷
に対して第１５図に示す如く変動を有しており、従来め
ノック制御装置の如くノックの検出感度を負荷に応じて
変化させないとノックが生じていてもノックと判定でき
なかったり、また、ノックが小さいにもかかわらずヘビ
ーノックであると検出するということが生じ、適切なノ
ック制御をで、きないという欠点を有していた。

本発明の目的は、負荷の変動があっても適切なノック制
御を行なうことのできるノック制御装置を提供すること
にある。

本発明は、ノック信号レベル又は、バックグランドレベ
ルを負荷の変動に応動して切換えられるようにすること
により適切なノック制御を行なおうというものである。

以下、本発明の実施例について説明する。

第１６図には１．第１の発明の一実施例が示されている
。本実施例が従来例と異なる点は第６図に示された回路
の部分である。すなわち、本実施例が第６図図示従来例
と異る点は可変抵抗Ｒ２４を固定抵抗とし、抵抗Ｒ２３
に並列に、抵抗Ｒ２３ＢとスイッチＳＷＩとの直列回路
と、抵抗Ｒ，２３ＣとスイッチＳＷ２との直列回路とを
設けている点である。このスイッチＳＷＩ、８Ｗ２［負
荷スイッチであり、負荷の変動によって、負荷が第１の
所定値になると例えば、スイッチＳＷＩがＯＮじ、負荷
が第２の所定値になるとスイッチＳＷ２がＯＮするよう
に構成されている。

周知の如く、オペアンプＯＰ９のゲインに、Ｒ２４／Ｒ
２３で決定されるものであるから、オペアンプＯＰ９の出力
を変化させるには、抵抗Ｒ２４又は抵抗Ｒ２３の万を変
化させれば良い。したがって、本実施例の如く、負荷に
よってスイッチ８Ｗ１゜ＳＷ２を各々ＯＮさせることに
より抵抗値を変化させてゲインを変化させることができ
る。他の動作は従来例と異る点にない。

したがって、本実施例によれば、負荷の変動によって変
化するノック振動に追従してノック制御を行なうことが
できる。

この負荷スイッチは、ブーストスイッチ、マニホールド
圧力センサ、スロットル開度スイッチのいずれかを用い
ることによって簡単に構成することができる。

第１７図には、第２の発明の一実施例が示されている。

本実施例が、第６図図示従来例と異々る点は、コンパレ
ータＣＯ３の←】入力端子側と可変抵抗Ｒ３４との間を
抵抗Ｒ３００を挿入接続し、抵抗Ｒ，３００とコンパレ
ータＣＯ３の←）入力端子との接続点に抵抗Ｒ３１０と
トランジスタＴ１００の直列回路を挿入接続すると共に
、負荷に応動して該トランジスタＴ１００をＯＮ・ＯＦ
Ｆさせる信号が抵抗Ｒ３２０を介してトランジスタＴ１
００のペースに印加できる゛ように構成されている点で
ある。

このように構成されるため、コンパレータＣＯ３の（ト
）入力端子に入力されるノック信号が、負荷の変動によ
って変動したとき、これに応動してトランジスタＴ１０
０をＯＮ・ＯＦＦさせることによりバックグランドレベ
ルを変化させる。これによってノック信号とバックグラ
ンドレベルとの検出比を変えることができる。

したがって、本実施例によれば、負荷の変動によって変
化するノック振動に追従してゲインを変えることができ
、ノック検出誤差を生じることがない。

以上説明したように、本発明によれば、負荷の変動があ
っても適切なノック制御を行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の全体構成図、第２図（１）〜（８）は
タイムチャート、第３図、第６図、第８図、第１１図、
第１３図に具体的回路側図、第４図（２）〜（Ｑ％第５
図、第７図、第９図、第１０図は各特性説明図、第１２
図（１ン〜（４）、第１４図（υ〜（６）はタイムチャ
ート、第１５図は負荷に対するノック振動特性を示す図
、第１６図は第１の発明の実施例を示す回路図、第１７
図は第２図の発明の実施例を示す図である。第４鉛１」農奴用液秋第１３図

Claims

【特許請求の範囲】１、エンジンの振動を電気信号に変換する第１の手段と
、該第１の手段の振動信号の内ノック信号に関する周波
数帯を弁別する第２の手段と、該第２の手段の出力を増
幅する第３の手段と、該第３の手段と並列に接続され前
記第２の手段の出力を増幅して平滑化する第４の手段と
、該第４の手段と前記第３の手段とを比較しパルス信号
を出力する第５の手段と、該第５の手段からの出力パル
ス幅に比例した点火時期″リタード量を出力する第６の
手段と、該第６の手段からの出力に基づき点火時期をリ
タードする第７の手段を備えたノック制御装置において
、エンジンの負荷状態を検出する検出手段と、上記第３
の手段の増幅率を切換える切換手段とを設け、前記検出
手段からの出力に応じて前記切換手段を駆動するように
したことを特徴とするノック制御装置。２、エンジンの振動を電気信号に変換する第１の手段と
、該第１の手段の振動信号の内ノック信号に関する周波
数帯を弁別する第２の手段と、該第２の手段の出力を増
幅する第３の手段と、該第３の手段と並列に接続され前
記第２の手段の出力を増幅して平滑化する第４の手段と
、該第４の手段と前記第３の手段とを比較しパルス信号
を出力する第５の手段と、該第５の手段からの出力パル
ス幅に比例した点火時期リタード量を出力する第６の手
段と、該第６の手段からの出力に基づき点火時期をリタ
ニドする第７の手段を備えたノック制御装置において、
上記第４の手段からの出力信号レベルを変化させる切換
手段を設け、負荷の変動に応じて該切換手段を作動させ
るようにしたことを特徴とするノック制御装置。