JPS5870055A

JPS5870055A - ノツク制御装置

Info

Publication number: JPS5870055A
Application number: JP56168793A
Authority: JP
Inventors: Noboru Sugiura; 登杉浦
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1981-10-23
Filing date: 1981-10-23
Publication date: 1983-04-26

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明はノック制御装置に係り、特にノック状ノイズに
よって工／ジン特性に影４Ｐｅ与えることのないノック
制御装置に関する。

エンジンに発生するノックは、ノック音を伴うため走行
性を低下させるとともに、逆トルクの発生によりエンジ
ンの出力低下、或いはエンジンの過熱による破壊を招く
ものである。このノックは点火時期と密接な関係を持っ
ており、エンジンの特性上、ノック直前に点火時期即ち
点火進角を設定することがエンジン出力を最大にできる
ことが知られている。従って、ノックの発生を避ける結
果、点火進角を小さくすることは、逆にエンジン出力を
低下させることにもなるので１点火時期はノック発生直
前に制御することが要求される。特に、ターボチャージ
ャー付エンジンにおいては、圧縮比が高く、最大効率を
維持するためには、点火時期を最適なものとすることが
要求でれる。

従来のノック制御装置にあっては、ノックセンサからの
信号の内、イグニッションによる点火ノイズをマスクし
、ノック信号を検出して、該ノック１ｇ号によって、一
定量遅角する方法がとられている。すなわち、イグニッ
ションタイミング間に生じたノックによって一定量（例
えば０．４度）をリタードし、ノック信号があるか無い
かによってリタ゛ニドするか否かを決め、ノックかめる
と一定量ずつステップ的にリタードさせる（いわゆるス
テップリタード）方式が採られていた。

しかしながら、このように従来の方法によったのでは連
結してノッキングが生じている場合、リタード量が小さ
い（１ステツプの）ためノックに対する制御応答が悪く
、走行性が著しく悪いという欠点を有していた。これに
対し、１ステツプのリタード量を多く取る方法が考えら
れるが、一度だけのノック信号でリタードさせる量が多
くなり。

トルクが充分用ないという欠点を有していた。

そこで近年、ノッキング信号のノッキングパルス数の総
パルス幅に比例した量りタートさせることによりノッキ
ングに対して適切な制御を行なうノック制御装置が開発
されるに及んでいる。

この最新のノック制御装置について次に説明する。

第１図には、従来のノック制御装置の全体構成が示され
ている。

図において、本発明のノック制御装置は、ノック信号を
検出するだめのノックセンサ１００、ノックセンサ１０
０から入力されるノック信号によって点火コイル１３５
０点火時期を制御するだめの制御信号を出力するノック
制御装置１０１、点火コイル１３５のスパークタイミン
グを検出するためのレツクアツプコイル１０５、ピック
アップコイル１０５とノック制御装置１０１からの出力
により点火コイルを点火させるとともにノック制ｆ卸装
置１０１にフィードバック信号を送出するだめの無接点
点火装置１０３とよりなる。

ノック制御装置１０１は、ノックセンサ１００の検出信
号と無接点点火装置１０３の出力信号とを取込み、ノッ
キングに応じて無接点点火装置１０３を制御し進角又は
遅角制御を行わしめる。

ノック制御装置１０１は、ノックセンサ１ｏ。

の故障を検出し点火時期を強制的に遅角させるだめの信
号を送出するフェールセーフ装置１０２、直流成分を除
去するだめの交流結合回路１１２゜スパークタイミング
に同期して点火ノイズをカットするだめのゲートを有す
る点火ノイズカット回路１／３、ノック信号をバンドパ
スさせるためのバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１１４、
ＢＰＦ１１４の出力により入力信号比率に比例して自己
の増幅器のゲインを制御する自動利得制御回路（ＡＧＣ
回路）１６０、ＡＧＣ出力に対して所定のタイミングの
区間マスクするマスク回路１５０、マスク回路１５０を
介したＡＧＣ回路１６０からの入力によりノック信号の
平均値を得るだめのバックグラウンドレベル（ＢＧＬ）
検出回路１１９、ＢＧＬ検出回路１１９の出力を増幅し
てＡＧＣ回路１６０にフィードバックさせるだめの増幅
器１６１、マスク回路１５０の出力を増１煽する増幅器
１５１、ＢＧＴ、検出回路１１９の出力電圧と増幅器１
５１の出力信号とを比較してノッキングに比例しだ遅角
信号を発生する比較器１１８、比較器１１８の出力に所
定のタイミングでマスクをかけて出力するマスク回路１
５３．該７スフ回ｇ１５３出力の涜分を行う積分器１５
４、該積分器１５４の出力によりノッキングに比例した
遅角信号を設定するだめの遅角信号設定回路１２６．無
接点点火装置１０３からの信号により点火コイル１３５
の遮断時に同期して（即ち、パワートランジスタ１３４
のベース電流に同期して）一定パルスｌ■の信号を発生
する単安定回路１２８．単安定回路１２８の出力パルス
が出ている間、一定電圧／周期の割合で点火コイル１３
５の点火時期を進角させるだめの信号を出力する進角信
号設定回路１２７、遅角は号設定回路１２６に設定され
だ遅角信号ならびに進角信号設定回路１２７に設定され
た進角信号に比列した直流電圧を発生すると共にフェイ
ルセイフ装置１０２からの出力により点火コイル１３５
の点火時期を進角又は強制的に遅角させるだめの出力を
送出するイ責分回路１２５及び基準電圧発生回路１２０
より成る。

基準電圧発生回路１２０は、オペアンプＯＰ３、コンデ
ンサＣ５％抵抗几１５．Ｒ，１１，几１２゜Ｒ１４より
成る。抵抗Ｒ１４とＲ１５とを適肖に選ぶことによって
オペアンプＯＰ３の出力Ｒ，Ｖを基準電圧に固定させて
いる。この基準電圧几Ｖは例えば３ｖであり１種々の基
準電圧に供される。

フェールセーフ装置１０２は、ノックセンサ１００の各
種の故障あるいは異常モードを検出しそのモードに応じ
た遅角制御を行わしめるフェールセーフ機能を持つ。こ
の装置１０２は、定電流回路１０７、少なくともセンサ
ショート検出回路１０８とセンサオープン検出回路１０
９とを持うセンサ異常検出回路１０２Ａより成り、該各
回路の出力を積分回路１２５に供給し、フェールセーフ
機能を果している。ＢＧＬ検出回路１１９ば。

半波整流器１１６、積分回路１１７、増幅器１１７Ａと
より成り、マスク回路１５０を介して送出されてくるＡ
　Ｇ　Ｃ回路１６０の出力信号を整流して積分を行い、
信号全体の平均化・１ａ号を得ている。この平均化信号
は、Ｂ　Ｇ　Ｌ信号となる。比較回路１１８は少なくと
も２つの比較器１１８Ａ。

１１８Ｂを持つ。比較器１１８ＡはＢＧＴ、出力と増幅
器１５１の出力との比較、比較器１１８Ｂは増幅器１５
１の出力と基準電圧との比較を行う。

無接点点火袋ｕ６”　１０３は、ピックアップコイル１
０５の出力信号を波形整形する増幅器１３１゜ノック制
御回路１０１の出力電圧に応じて点火時期を１１ｉｌＩ
＃するリタード回路１３２、点火コイル１３５の２次側
に高電圧を発生させるパワートランジスタ１３４とより
成る。

次に、以上の構成の動作を第２図の波形に基づき説明す
る。第２図（１〕は１点火タイミング波形を示し、実際
には、この波形信号が後述の無接点点火袋ｆｒ−１０３
のパワートランジスタ１３４のベース信号である。ＩＩ
レベルでパワートランジスタ１３４がオン（ＯＮ）で、
Ｌレベルでパワートランジスタ１３４はオフ（ＯＦＦ）
となる。点火コイル１３５での火花はＯＮからＯＦＦに
切替ろ過程で発生する。第２図（２）の信号ｓ２は上記
ベース信号を入力としＯＮからＯＦＦになる時にトリガ
されて一定幅（ｔｌ　）のパルス信号を発生する単安定
回路１２８の一定幅パルス出力信号である。

第２図（３）はレベルアップされたノックセンサ１００
の出力を示している。ノックセンサ１００で検出さ扛る
信号は直流ゼロ（０）レベルを基準として正負に１辰れ
る信号である。該検出信号の中にノック信号が含ま扛る
。一方、フェールセーフを可能にすべく検出回路１０８
，１０９を設けている。

これらの検出回路での故障モードでは、上記直流ゼロレ
ベルの信号のままではそのモード検出は不能である。こ
の対策のために、定電流回路１０７を設けている。該定
電流回路１０７から定電流がセンサ１００の出力に重な
ることによって一定の正方向へのバイアスがなされる。

この定電流回路１０７は重要な役割を果す。即ち、ノッ
クセンサ１００の出力は土ｓｍＶ〜土６００ｍＶの間を
変化する。その変化幅は１２０倍となる。１２０１音の
変化幅に対して、抵抗分圧による一般のバイアス手段に
よりノックセンサ出力をｐＲＨさせようとする場合、例
えば、ノックセンサの出力が±５ｍＶに近く、かつバイ
アス手段によるノックセンサ出力の減衰率を１／２０に
した場合、バイアス後の出力は０．２５ｍＶに低下する
ことになる。これは明らかに検出精度の低下を招き、ひ
いては故障モードの検出が不能となる。本発明は定電流
回路１０７を設けることによりノック検出精度を向上し
、且つ故障モードの検出を容易ならしめるものである。

第２図（３）は定ｉＲ回！＋８１０７によりバイアスさ
れだセ／す出力を示している。

交流結合回路１１２は、直流成分を除去するため設ける
。更にノッキング周波数領域で共振を起こさせるべく役
割を持たせることがある。交流結合回路１１２で直流バ
イアスを除去したことによって、次段での点火ノイズカ
ット回路１１３でのノイズカット性能の向上に著しい寄
与を呈する。

これは、直流バイアスを除去した後に点火ノイズをカッ
トしないと点火ノイズをカットできないからである。点
火ノイズカット回路１１３は、単安定回路１２８の第２
図（匂に示す如きパルス出力によって制御をうける。ノ
イズカット回路１１３は一種のアンドゲートであり、単
安定回路１２８の出力パルスを入力している。従って、
単安定回路１２８の出力パルスが°′１”になっている
ｔ３区間のみ、交流結合回路１１２を介して得られるセ
／す出力はほぼそのまま該点火ノイズカット回路１１３
の出力となる。この出力を第２図（４）に示している。

こｎによって点火ノイズカットがなされる。

ＢＰＦ　１１４ば、ノック信号を強調（他の信号を減衰
させる）させて出力するもので、ノッキングのノック信
号より高い周波数で少し減衰のある特性を持っている。

ＡＧＣ回路１６０は増幅器１６１を介しだＢＧＬ回路１
１９からのフィードバック信号を受けてそれ自体のゲイ
ンをフィードバンク信号、即ちＢＧＬ出力に反比例させ
て変化させ、る。マスク回路１５０では所定のタイミン
グでＡＧＣ回路１６０の出力に対してマスクをかける。

このマスクは第２図（２）のパルス信号Ｓ２によってな
される。このマスク回路１５０の出力をうけてＢＧＬ検
出回路１１９はＢＧＬの横用を行う。

比較回路１１８は、ＢＧＬ検出回路１１９の１３ＧＴ。

出力（電圧）と増幅器１５１の出力を比較器１１８Ａで
行い、増幅器１５１の出力と基準電圧との比較を比較器
１１８Ｂ、で行う。この時の両信号の様子は第２　ｍ　
（５）に示す。／比較回路１１８の比較器１１８Ａは、
Ｂ　Ｇ　Ｌ出力よりも大きい増幅器１５１の出力のみを
整形して出力する。更に、比較器１１８Ｂはマイナス端
子に印加される基準電圧（この電圧はノック信号の異常
振幅を制限するための基準値）よりも高いレベルの増幅
器１５１の出力を除去する。これによってノック信号の
中の異常に高い電圧はクランプきれる。この比較器１１
８０田力がマスク回路１５３、遅角信号出力回路１２６
に入力して直流レベルに変換され、該直流レベル信号が
求めるべきノック信号となる。

ここで、マスク回路１５３は高速回転時に吸気筒より発
生するノック信号に類似の雑音を除去する役割を持つ。

このマスク信号８１０は一定時間幅信号発生回路１５７
で形成される。更に、マスクはＳ２によっても行ってい
る。比較器１１８の出力Ｓ６は単発パルス状であり、こ
の単発パルスを＋均化する機能を遅角信号出力回路１２
６は持つ。

第２図（６）に比較器１１８で検出されたノック信号を
示している。第２図（７）はその一部の拡大図である。

積分回路１２５は、遅角信号出力回路１２６の出力信号
を人力として所定の積分を行う。従って、ンノクバルス
の数に応じだ積分値が選分回路１２５より出力でれる。

この積分出力によってリタード回路１３２の遅角制御を
行う。

第３図にはノックセンサ１００からＩ）Ｉ）Ｆ１１４ま
での構成の具体的な回路例が示されている。図において
、ノツクセ／す１００は磁歪素子を使用した誘導形のセ
ンサであり１等価的にはインダクタンスＬと抵抗Ｒ２と
の直列回路となる。一般的には、インダクタンスＬの値
はＩＩＩ、抵抗几２の値は８４０Ω程度となる。

定電流回路１０７は、抵抗Ｒ１，ツェナーダイオードＺ
ＤＩ、）ランジスタＴ１とより成る。該回路１０７の電
源は電源部１２０より供給される。

電源部１２０は、抵抗几１１．几１２．几１４゜几１５
、コンデンサＣ５、オペアンプＯＰ３とより成る。オペ
アンプＯＰ３はバッファの役割を持つ。オペアンプＯＰ
３のプラス端にはＢ電源が抵抗几１４と几１５とで分圧
されて印加している。

オペアンプＯＰ３の出力は３（ｖ）に設定され、ＰＮＰ
トランジスタＴ１のコレクタ電流は％約１．７ｍＡに設
定される。従って、ａ点の直流バイアス電圧は、約１．
６（Ｖ）となり、該１．６（Ｖ）電圧にノックセンサー
００の出力信号が重なることとなる。

定電流回路１０７を採用した理由を以下に述べる。

ノックセンサー００の出力インピーダンスＺは、抵抗１
”（２，インダクタンスＬの値で決まる。従って、ノッ
キング周波数（約７ＫＨ２）におけるインピーダンスＺ
の値は、Ｚ＝２ＸｆＬ＋Ｒ，２＝２ＸＸ７０００Ｘ１＋８４Ｏ −４５（ＫΩ）　　　　　　・・・・・・・・・・・・
・・・（１）となる。従って、ノック制御装置のノック
センザ接続部の入力インピーダンスが低いとノックセン
サ出力信号が大幅に減衰する。ノックセンサ出力は、±
５（ｍＶ）〜土６００（ｍＶ）という１２０倍の領域の
間で変動する。入力インピーダンスを高くするために定
電流回路１０７を設けている。

特に、図の構成では、直流バイアス回路を定電流性成と
しているため、該直流バイアス回路のインピーダンスは
無限大に近い値となる。

一方、ノック制御装置の入力インピーダンスを高くする
と外乱ノイズが重畳しやすくなる。外乱ノイズの典形的
なものは１点火タイミングに同期して発生する点火ノイ
ズ（１ｇノイズ）である。

次に、点火ノイズについて説明する。

パワートランジスタのペース制御は第２図（１）に示す
如きパルスによって行われる。該パルスがＨレベルの時
、パワートランジスタはオン（ＯＮ）Ｌ、Ｌレベルの時
にオフ（ＯＦ’Ｆ）する。このＯＮからＯＦＦに切換わ
る過程、或いはＯＦＦになった時点で点火コイルの２次
電圧は急上昇し、第１次のノイズを発生する。更にこの
２次電圧の上昇によってプラグの間の空気層の絶縁が破
壊され、点火する。この点火時に第２次のノイズが発生
する。該第２次のノイズには１点火の初期に流れる容量
放心電流によるノイズと、その後の段階で流れる誘導放
電電流によるノイズとがある。第２次のノイズの中では
前者のノイズが大きなノイズ源となる。入力インピーダ
ンスを高くした場合には。

第１次ノイズ及び第２次ノイズ（前者のノイズ）がノッ
ク信号識別に悪影響を与える外乱ノイズとして上記ノッ
クセンサ出力に重畳してくる。

かかる外乱ノイズを除去する必要がある。この外乱ノイ
ズは、５０〜６０μｓ部位の時間の間、継続する。従っ
て、この間、ノックセンサ出方をマスクすればよい。か
かる目的を達成するだめに、交流結合回路１１２、なら
びにノイズカット回路１１３を設けている。但し、実際
のマスク区間は上記ノイズ継続時間より充分大きい時間
幅、例えば０．８ｍ５ｅ０８度に設定している。

交流結合回路１１２はコンデンサｃ１と抵抗Ｒ３とより
成る。ノイズカット回路１１３は抵抗Ｉ（４，几５．ａ
６．Ｒ８，Ｒ２２３，コンデンサＣ２、トランジスタＴ
２、オペアンプＯＰＩとより成る。交流結合回路１１２
は、ノックセンサ出力信号からノッキング信号を良好に
取り出すだめの手段として設けたものであり、ノッキン
グ信号をこの回路１１２を通すことによってノックセン
サ出力信号に乗っている直流バイアス電ｊ王を除去せし
めている。もし、直流バイアス成分を重畳してなるノッ
クセンサ出方からノック信号のみを取り出そうとする場
合、及び上記ノイズマスクをかけようとする場合、その
処理は極めて複雑なものとなる。この直流カットすると
いう考え方そのものは簡単ではあるが、ノック信号を正
しく分別するためには極めて実用性の高い技術手段であ
る。

ノイズカット回路１１３は、主としてトランジスタＴ２
の働きによってＩｇノイズカットを行っている。トラン
ジスタＴ２は単安定回路１２８の出力Ｓ２によってオン
・オフされる。単安定回路１２８は、第２図（１）に示
すパワートランジスタのペース信号の立下りでトリガー
を受け、マスク区間１咄のパルスを発生する。第２図（
２がこの単安定回路１２８の出力Ｓ２であり、時間幅１
１がマスク区間幅となる。この単安定回路１２８の出方
Ｓ２がパ１”となるｔ７区間のみトランジスタＴ２をオ
ンする。これによって、この１．区間では、ノックセン
サ出方はアースに短絡され、オペアンプＯＰＩへの入力
はなくなり、Ｉｇノイズをマ）Ｚ、りするマスク効果を
生む。「＾ｉ、センサ１００の負荷インピーダンスとし
て、抵抗Ｒ３，几４゜Ｒ５，コンデンサＣＩ、Ｃ２が考
えられるが、抵抗几５を高抵抗、例えばＩ　ＭΩとする
ことにより、抵抗Ｒ４，Ｒ５，コンデンサＣ２は負荷と
しては無視できるものとなる。従って、センサ１ｏｏの
負荷はコンデンサＣＩ、抵抗几３だけとみることができ
る。

しだがって、交流結合回路１１２は直流除去の役割の他
に、ノックセンサ出力の中のノック信号を強調して取り
出−す共振回路手段としての役割を持たせることができ
る。以下、これについて説明する。

上に述べたように、ノックセンサ１００からノックｒ′
３１１　＃装ｍｌをみた場合の負荷としてのインピーダ
ンスは、抵抗Ｒ５を高抵抗とすることにより。

抵抗Ｒ４，几５、コンデンサｃ２は負荷として無視でき
るので、交流結合回路１１２のみとなる。

従って、共振回路の形成も、ノックセンサ１ｏ。

と、交流結合回路１１２とによって形成される。即ち、
インダクタンスＬ、抵抗ＦＬ１、コンデンサＣＩ、抵抗
Ｒ３とより成る回路が共振回路となる。

該共振回路は、ノック信号（約７ＫＨ２）に対して３〜
５ＫＩＩＺのエンジン振動を減衰させる（約５ｄＢ）バ
イパスフィルタの機能を持つことができる。この時の利
得Ｇは次のごとくになる。

・・・・・・・・・（２）第４図にかくして得られた共振回路の特性が示されてい
る。第４図（イ）はコンデンサＣ１の容）〔が１００Ｐ
Ｆの太すテの時であり、バイパスフィルタの特性を示す
。第４図０はコンデンサＣＩの容量を１００ＯＯＰＦ　
　の大きさにした時の特性であり。

ローパスフィルタを特性を示す。渠４図■はコンデンサ
Ｃｔ’２４７ｏｐＦ’の大きさにした時の特性テアリ、
バンドパスフィルタの特性を示す。実際に形成する共尿
回メロは第４図［Ｆ］うに近いバッドパスフィルタの特
性としている。尚、コンデンサＣ１の１直（・ユ４７０
ＰＦ、抵ゴ冗Ｒ３は２０にΩとしだ時。

これによって共振周波数は７ＫＩＩＺ、且つバンドパス
フィルタの特性を示しだ。

１１３Ｉ’Ｆ　１１４は、抵抗Ｒ７，几９．ＲＩＯ，コ
ンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ２２、オペアンプ０１）　２と
より成る。該オペアンプＯＰ２の非反転端子は、バッフ
ァの役割を持つ電源部１２０のオペアンプＯＰ３の出力
ＲＶ（３Ｖ基準電圧）に接続している。従って、ＢＰＦ
１１４出力は、上記基準電圧に直流的にバイアスされた
ものとなっている。このＢＰＦ１１４では、ノック信号
と非ノツク信号とのレベル差を大きくすべくフィルタ機
能を持つ。

こｔによって、レベルによる識別を容易にする。

ＢＰＦ１１４のオペアンプＯＰ２からの出力Ｓ１は後述
のＡＧＣ回路１６０の抵抗Ｒ１６に入力される。

次にノックセンサ故障検出回路１０２Ａの動作を説明す
る。センサ／ヨード検出回路１０９は、比較ｍｃｏ２と
より成る。センサオープン検出回路１０８は、抵抗Ｒ５
５、比較器ＣＯＩとより成る。更に、比較器ＣＯ２のＣ
点電位を約０．２（Ｖ）に設定し、比較器ＣＯ１のｂ点
電位を約２．８（Ｖ）に設定しているものとする。

今、ノックセンサ１００がショートしたとすると、ａ点
電位は約０（ｖ）となる。従って、ａ点電位はＣ点電位
より低くなり、比較器ＣＯ２の出力は約０（Ｖ）となる
。ノックセンサ１００が／ヨートシない正常時には、直
流バイアスによりａ点電位はＣ点電位よりも大きく設定
されている故、比較器ＣＯ２の出力はｈｒ４　ａ点電位
（即ち、　ｏｃＶ）より大きイ（！ｌ：　イウ’Ｘ　味
）になっている。一方、ノックセンサ１００がオープン
になった時には、ａ点電圧は約３．２（Ｖ）になり、ｂ
点電圧よりも高くなる。従って、比較器ＣＯ１の出力は
、０（Ｖ）となる。即ち、ノックセンサが断線又はノヨ
ートした時には１ｇ点電圧が０（Ｖ）となる。これらの
結果はトランジスタＴ８０より信号Ｓ３となり、積分器
１２５への出力は０（ｖ）となる。かくして、比較器Ｃ
Ｏ２゜ＣＯｌによってノヨート及びオープン故障を検出
できる。

ＢＰＦ１１４の出力Ｓ１は、ＡＧＣ回路１６０に入力さ
れる。ＡＧＣ回路１６０の出力はマスク回路１５０を介
して２つの系統に分けられる。第１の系統はノック信号
を増幅し、比較回路１１８の一方の入力端子に入力する
増幅器１５１からなる系統である。第２の系統は、半波
整流回路１１６、最大クランプ回路ｔｉ６ｈ、４Ｂ分回
路１１７、増幅器１１７ＡよりなるＢＧＬ回路１１９で
ある。

壇ｌ謡器１１７Ａの出力は比較回路１１８の他方の人力
、扁子に入力される。４１Ｇ器１１７Ａの出力は増幅器
１６１を介してＡＧＣ回路１６０に負帰還さ扛る。

ノソクセｙす出力は±５　（ｍＶ　）　〜６００（ｒ！
ＩＶ）の範囲となる。即ち、１２０倍の範囲でセンサ出
力が振れることになる。この出力を単純に増幅した場合
（例えば１００倍）、土０．５　（Ｖ）〜土６０（Ｖ）
となる。然るに、自動車では、最大でバッテリ電圧（約
１２（Ｖ））であり、６０（Ｖ）は値はありえない。

従って、従来は、飽和しないように小さいゲインで匣用
するか、又は飽和することを覚悟で処理す）るかのいず
れかの方法をとっていた。前者は、微小入力に対して感
度が悪くなり、後者は大振幅入力に対して感度が悪くな
る欠点を待つ。本実施例の１Ａ成では、ＡＧＣ回路１６
０を設けたこと、更に、このＡＧＣ回路１６０をＢＰＦ
１１４の出力側に設けたことを特徴とする。この１４成
とすることによってｎＰＦ　１１４でノック信号と非ノ
ツク信号とのレベル差が大きくなり、この大きくなった
レベル差の１までＡＧＣ回路１６０に人力するだめ、Ｓ
ｌＮ比のよい出力を得ることがでＫる。

第６図に示す入出力特性から明らかな如く、ＡＧＣ回路
１６０は、低レベル入力（土ＶＬ）及ヒ高レベル人力（
土Ｖｎ）の・・弱含を除き、出力ｖｏを略一定に制御す
ることができる。

ＡＧＣ回路１６０から比較回路１１８に至る回路の具体
例を第７図に示す。ＡＧＣ回路１６０は抵抗比１６．Ｒ
１７，Ｒ，１９，Ｒ１８，几９２゜Ｒ１０２，オペアン
プＯＰ３　　Ｆ’ＥＴ　　Ｔ１７とより成る。十波至流
回路１１６は、コンデンサＣ６、抵抗Ｒ２０，几２１　
、Ｒ２２、ダイオードＤＩ、Ｄ２．オペアンプＯＰ４よ
り成る。

クランプ回路１１６ＡＦｉ、抵抗比２５．Ｒ２６゜Ｒ２
７，Ｒ２９、オペアンプＯＰ６、比較器ＣＯ５゜コンデ
ンサＣ８，ダイオードＤＩＯとより成る。

７１ｙ分器１１７Ｆｉ抵抗Ｒ２９、：７ンテ７ｆｃ　９
とより成る。増幅器１１７Ａは、抵抗比３０．几３１゜
１尤３２．几３３．Ｒ３４，Ｒ３５，オベアンフ。

ＯＦ２とより成る。増幅器１６１は、オペアンプＯＰ８
、抵抗Ｒ９３，Ｒ３７，Ｒ，３８，Ｒ，３６゜Ｒ４０，
Ｒ３９、コンデンサｃ１ｏとより成る。

第７図に図示しだ回路の動作を説明する。ＢＰＦ１１４
でフィルタリングされた出力ｓ１は抵抗Ｒ１６を介して
ＡＧＣ回路１６０（７）ＯＦ２に入力する。ＯＦ２のマ
イナス端には増幅器１６１を介してゲインがコントロー
ルされるＦＥＴ　（Ｔ１７）が設けられている。この結
果、ＡＧＣ回路１６０のゲインは増幅器１１７ＡのＯＦ
２の出力に応じて変更される。ＡＧＣ回路１６０の出力
はマスク回路ｉ５０によって所定タイミングのマスクが
とられ、Ｃ６，１（，２０を介して半波循流器１１６に
入力する。ダイオードＤｉ、Ｄ２の働きにより正方向成
分のみの半波整流がなされ、最大クランプ回路１１６Ａ
に入力する。このクランプ回路１１６Ａでは、比較器Ｃ
Ｏ５の働きにより所定の最大値（Ｒ２７を介してプラス
端子に印加される電圧に相当する。例えば５Ｖである）
にクランプされる。このクランプ回路１１６Ａの出力は
、抵抗比２９．コンデンサＣ９とより形成される積分回
路１１７で積分され平滑化され、更に増幅器１１７Ａで
増幅され出力されてゆく。次に具体的に説明する。

ＡＧＣ回路１６０の入力電圧（即ち、ＩＩＰＦ１１４の
出力電圧）をＶＩ、出力電圧をｖｏとし、ＦＥＴ（Ｔ１
７）の出力インピーダンスをＺＦとすると。

オペアンプＯＰ３の増幅率は、抵抗Ｒ，１９の１直を高
抵抗に設定しているだめ、ＺＦと抵抗比１９で決まる値
となる。即ち、利得Ｇは。

となる。（３′）式で重要な点は、インピーダンスＺｙ
がＦＥＴ（Ｔ１５）のゲート・ソース間電圧Ｖａｓによ
り変化することである。例えば、Ｖａｓが０（Ｖ）から
−２（ｖ）へと低くなると、増幅器１６１の出力帰還に
より、ＺＦは大きくなり、利得Ｇは小さくなる。大きく
なった場合は逆となる。その結果、ＡＧＣ回路１６０の
増幅器１１７Ａから出力されるＢＧＬ出力電圧はＡＧＣ
回路１６０への入力電圧の変動とは無関係に一定となり
、そのＳＮ比は一定に近くなる。

ＶＧＳ二±２００（ｍＶ）の範囲では、ＡＧＣが充分働
く。

同、抵抗比１９は、ＦＥＴ（Ｔ１５）の断線故障時の保
護用であり高抵抗設定される。更に、ＺＦは２００Ωか
ら２にΩ程度の値としている。

マスク回路１５０はトランジスタＴ１５１抵抗Ｒ，９７
とより成る。トランジスタＴｌ１ｊ、ベースに印加され
る信号Ｓ６により導通する。トランジ３夕Ｔ１５の導通
によりＡＧＣ回路１６０の出力はアース電位に降下し、
マスクされる。

増幅器１５１の抵抗几９５は、オペアンプＯＰ９の出力
に対して３６０（ｍＶ）の直流補正を行う。

更に、抵抗Ｒ３５とコンデンサＣＩＯとはＢＧＬのリッ
プル防止域能を持つ。更に、全体図を通して、：ｔぺ７
ンｌ　（ＯＰ　）は１日立ａノＨＡ１７９０２゜比較器
（ＣＯ）は日立製のＨＡ１７９０１を便用している。

増幅器１６１の抵抗Ｒ，４０，Ｒ３９，Ｒ，３８はＢＧ
Ｌ入力がない時、オペアンプＯＰ８の■端子はオペアン
プＯＰ３の出力端（３Ｖ）に接続されヤいるため、その
端子入力は３（Ｖｌになり、この時オペアンプＯＰ８の
出力ｖ２は第８図に示すように４（ｖ）になるように設
定する直流補正の情能を持つ。更に、オペアンプＯＰ８
は反転増幅器となっており、入力Ｖ１が増加すると、出
力Ｖ２が減少する方向となる。この出力ｖ２はＡＧＣ回
路１６０のＦＥＴ（Ｔ１５）のゲート入力となっている
だめ、ＢＧＬが増加すると、ｖ８が増加してＶ２が下り
利得Ｇも下り、ＡＧＣが１動く。ここでＡＧＣ回路１６
０は、　Ｖ２二３（Ｖ）カら働き始メ、４（ｖ）〜３（
Ｖ）の間はＩＺＦは一定となっている。

最大クランプ回路１１６へのオペアンプＯＰ６’はイン
ピーダンス変換のだめに設けだバッファであり、非反転
端子電圧ｖ１が５（ト）以上になろうとすると、比較器
ＣＯ’５が導、瓜し、ダイオードＤＩＯ１抵抗Ｒ２８を
遇して電流が放電し、その結果、オペアンプＯＰ６の非
反転端子の端子電圧は、最大５ＣＶ）にクランプされる
。これによって、比較器ＣＯ５の反転出力電圧（バック
グラウンド電圧レベル）す、ノッキングの強度によシ変
ることはなく、ノッキング時にＢＧＬが上昇してノッキ
ングの検出が難しくなるようなことはなくなる。

比較回路１１８は、比較器１１８Ａ、１１８Ｂ、抵抗几
４３．几５９．ダイオードＤ３よ構成る。

比較要素１１８Ａの比較器ＣＯ４は増幅器１５１の出力
であるノック信号を含む信号と、抵抗Ｒ，４１と几４２
とで分圧された基準電圧との比較を行う。

基準−圧は例えば４（Ｖ）に設定されている。一方。

比較器ＣＯ３はＩ３　Ｇ　Ｌ出力と増幅器１５１の出゛
力との１ヒ較を行う。この結果、比較回路１１８の出力
からは、基準電圧よりも大きく、Ｂ　Ｇ　Ｌ出力よりも
大きな増、届器１５１の出力Ｓ６が出力する。

尚、ダイオードＤ３はこの出力を送信する役割。

抵抗Ｒ５９は後述する遅角量設定回路１２６のコンデン
サＣ１３との間で放電用抵抗の役割を持つ。

比較回路１１８の出力Ｓ６は１次段のマスク回路１５３
に入力する。

マスク回路１５３から積分回路１２５に至る具体的回路
構成を第８図に示す。

進角信号設定回路１２７は、固定進角設定回路１２７Ａ
と可変進角設定回路１２７Ｂとより成る。

固定進角設定回路１２７Ａは抵抗Ｒ５６，Ｒ６８゜几７
０．Ｒ９８１几９９．Ｒ１００，トランジスタＴｌｌよ
り成る。可変進角設定回路１２７Ｂは抵抗Ｒ６５，Ｒ，
６９、トランジスタＴ８より成る。

固定進角設定回路の進角出力信号は始動時の進角のため
の電源電圧りにより決まる。可変進角設定回路１２７Ｂ
の進角出力信号は単安定回路１２８のｍ刀Ｓ９により決
まる。出力Ｓ９は回転数に比クリしたパルス幅の信号で
あり、従って、回路１２７Ｂの進角出力信号は回転数に
比例しだ進角信号となる。進角信号設定回路１２７の進
角出力信号は追分器１４０の入力となる。

比較器１１８の出力は積分回路１２５に直接に加えても
よいが、遅角信号出力回路１２６を介して積分回路１２
５に印加してもよい。更に、遅角信号設定回路１２６と
比較器１１８との間にマスク回路１５３を設けることに
よって、一層正確な遅角信号を形成できる。

マスク回ｆＮｒ１５３は、抵抗Ｒ１５７，ａ５８．　ト
ランジスタＴ７より成る。遅角信号出力回路１２６はマ
スクをまぬがれた比較器１１８の出力パルスを平滑化し
且つ千λ分し対応する遅角制御を行う。

遅角信号出力回路１２６は、コンデンサＣ１３、抵抗Ｒ
６３，几６４．Ｒ６６、几６７、トランジスタＴ９．Ｔ
ＩＯより成る。トランジスタＴ７は信号Ｓ２によってオ
ンし、この時の比較器１１８の出力Ｓ６はトランジスタ
Ｔ７を介してアースに流・れ込みマスクされる。トラン
ジスタＴ７がオフの時にはコンデンサＣ１３に信号Ｓ６
は縦積され、抵抗Ｒ６３を介してトランジスタＴｌＯを
駆動する。トランジスタＴＩＯの駆動は抵抗几６４を介
して信号Ｓ３によっても行われる。信号Ｓ２は単安定回
路１２８の出力でるる。信号Ｓ３は異常検出回路１０２
Ａの出力である。トランジスタＴ９のペースに印加され
る屯源電圧りは、′電源回路（後述）から供給をうける
。エンジン始動時にはバッテリ電圧が所定の最低許容電
圧よシも低下する。バッテリ容量が少なくなった時も同
様である。

この異常な電圧低下には電圧りは高い電圧となり。

正常電圧時には低い電圧となっている。高い電圧りの時
にトランジスタＴ９はオンし、トランジスタは抵抗Ｒ６
３，几６４を介して印卵さｎる信号のいかんにかかわら
ず、オフを継続する。一方、電圧りが低い時には、トラ
ンジスタＴ９はオフし。

この結果、トランジスタＴ１０は、抵抗Ｒ６３゜几６４
を介しだ電圧の値によってオン、オフの、駆動が行われ
る。

積分回路１２５は、積分器１４０、最大電圧クランプ回
路１４１、最小電圧クランプ回路１４２よ９成る・。積
分器１４０は、オペアンプ０Ｐ１５、コンデンサＣ１４
，Ｃ１５、抵抗几２００より成る。最大電圧クランプ回
路１４１はオペアンプ０Ｐ１６、抵抗Ｒ，７１，Ｒ７４
，Ｒ７５，几７６゜Ｉｔ、　７７　、几７８、ダイオー
ドＤ７、トランジスタＴ２０より成る。最小電圧クラン
プｌ＠Ｍ１４２Ｕ、オペアンプ０Ｐ１７．抵抗几６０．
Ｒ，６１、ダイオードＤ６より成る。

次に、イ責分回路１２５の回路動作を説明する。

今、比較器１１８の出力を入力とする遅角信号設定回路
１２６の出刃であるノック信号により、トランジスタＴ
ＩＯはノック信号に同期してＯＮする。従って、第２図
（７Ｊに示すように、ノック信号めパルス幅ｔ。（約４
０〜７０μｓｅａ位）の間、トランジスタＴ１０は導通
し、電流１１がオペアンプ０Ｐ１５よりコンデンサＣ１
４，Ｃ１５、抵抗Ｒ６７、トランジスタＴＩＯを介して
アースへと流扛る。また、この時のオペアンプ０Ｐ１５
の出力・′電圧は３（Ｖ）でのる。

したがって、この時のオペアンプ０Ｐ１５の１パルス当
りの′電圧上昇率（電圧上昇／１パルス）ΔＶ１は次の
ようになる。

より、但し、容量ＣはコンデンサＣ１４，Ｃ１５の１１１列容
量値である。この（５）式から明らかなように、オペア
ンプ０Ｐ１５の出力電圧は、ノッキングパルス数に比例
して上昇することになる。

一方、毎周期ごとに、単安定回路１２８の反転出力Ｓ９
がトランジスタＴ６からトランジスタＴ８のベースに印
加さｎ、一定マスク時間ｔ、の間、トランジスタＴ８を
オフする。従って、この間、電流ｒ　＋　カ＝＝　ｖ、
　カラ＝抗ｆ（９８，Ｒ１００、コンデンサＣＩ４．ｃ
ｔ５を介してオペアップ０Ｐ１５へと流れる。

ツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧は６Ｍでりる
。また、オペアンプ０Ｐ４５の○端子は一３ボルトとな
っている。したがって、オペアンプ０Ｐ１５に単安定回
路１２８から１パルス入力するごとにオペアンプ０Ｐ１
５の出力電圧は、下記の電圧下降率（下降電圧値／周期
）Δｖ２に従ってＴｍすることになる。

したがって、この電圧所下率ΔＶ２はエンジンのトルク、馬力弄の動
力性能を考慮し電圧上昇率ΔＶ、の約１１５０に設定さ
れている。積分器の出力は、その最大値を最大クランプ
回路１４１のクランプ電圧によりクランプされ、その最
小値を最小クランプ回路１４２のクランプ電圧によって
クランプされる。

積分回路１２５は、エンジン始動時には、電圧りにより
トランジスタＴｌｌがオンすることにより特定の進角特
性（進角値）を持たせるようにしてあ名。この進角特性
は、積分回路１２５が指令を行いリタード回路１３２が
実際の進角（遅角）制御を行う。このリタード回路１３
２は例えば、下記文献（ＩＪ、Ｓ、ｐａｔｅｎｔ　ａｐ
ｐｌｉｃａｔｉｏｎ、Ｓｅｒ。

ＪＰａ　８０２０２　＋　ｂｙ　Ｎｏｂｏｒｕ　３ｕｇ
ｉｕｒａ、ｆｉｌｅｄＯＣｔＯｂｅｒ　１、１９７９　
ａｎｄ　ａｓｓｉｇｎｅｄ　ｔｏ　ｔｈｅａｓｓｉｇｎ
ｅｅ　ｏｆ　ｔｈｉｓ　ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ’″Ｉ
ｇｎｉｔｉｏｎｔｉｍｉｎｇ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｓｙｓ
ｔｅｍ　ｆｏｒ　ｉｎｔｅｒｎａｌｃｏｍｂｕｓｔｉｏ
ｎ　ｅｎｇｉｎｅ’）に示されたものが使用される。

ここでリタード回路１３２の動作について説明する。

一般に、点火時期特性は相対的なものであり、ディス）
　ＩＪピユータと、使用されている点火装置で決まるあ
る運転モードに従って決定される。まだ、ノック時の最
大遅角特性を与えておき、ノック時にこの特性に呆るよ
うにしている。第９図には、進角及び遅角特性を示し、
実際はめる運転モードでの最小遅角（即ち、最小クラン
プ電圧）特ノブ電圧）舟性を示している。低速時１例え
ば。

２００ｒ［）ｍ以下では、点火時期特性で決まる最大進
角特性になるべく制御する。かかる特性を採用する理由
は、起動時の始動を確実に達成するためである。即ち、
始動時、点火時期を遅らせるとエンジンは逆回転トルク
を生じ、スタータの負荷は非常に犬となる。この結果、
スタータの駆動電流が異常に犬となりスタータではエン
ジンをまわすことができなくなり、いわゆる始動失敗と
なる。

かかる始動失敗をなくすために、始動時、例えば２００
ｒｐｍ以下では、点火時期特性で決まる最大進角特性に
させている。

以上の特徴を達成すべきリタード回路１３２の特性を第
１０図に示す。図示する如く、積分回路１２５の出′ツ
バ即ち％積分器１４０の出力電圧に対して一疋角度傾斜
特性となるべくリタード特性を持っている。このため、
毎周期一定角度の進角となる。即ち、点火時期はノッキ
ングパルス数に厄して遅角しながら短周期一定角度進角
する構成となっている。

次に、かかるリタード回路１３２を制御する積分回路１
２５の動作、特に起動待進角を行う始動時対策について
述べる。この始動時対策は電源回路に関係あるもの故、
第１１図に示す電源回路の説明を先ず行う。

この電源回路は、始動検出用電源装置５０、実際の電源
装置５１とよりなる。電源装置５０、抵抗几８６．几８
７．Ｒ８８，Ｒ８９，ツェナーダイオードＺＤ３、コ／
デンサＣ１９，ダイオードＤ９より成る。電源装置５１
は、抵抗９０，９１゜コンデ／すＣ２０，Ｃ２１、ツェ
ナーダイオードＺＤ４．ＺＤ５より成る。バッテリ電源
はＢＷ端に接続され、ツェナーダイオードＺＤ５により
所定電圧（６，２Ｖ　）以上の電圧はカットされ、Ｂ二
６．２ｖが出力さ０る。電圧Ａ及びＤは始動検出を反映
した電圧となる。即ち、始動時にはバッテリ電圧が低下
する。その低下量が基準値以上になるとトランジスタＴ
１４はオフし、電圧Ａ、！：Ｔ；）とは同じ姐となる。

バッテリの電源容量が低下した時にも同じ動作となる。

バッテリの電源電圧が正常であれば、トランジスｕＴ１
４はオンであり、Ｄ電圧は略アース電位となり、Ａ電圧
は抵抗几８６によるドロップ電圧相当と々る。抵抗Ｒ８
６は比較的高抵抗（２２にΩ）に設定している。このＤ
′屯電圧トランジスタＴ９のベース、トランジスタＴｌ
ｌのベースに印加しておシ、始動時の所定の進角特性を
設定する。

また、Ｔはエンジン冷却水温センサスインチに接続され
る端子である。このエンジン冷却水温センサによって検
出される温度がある一定値（例えば７０ｒ）以下のとき
トランジスタＴ１４をオフさせるため、抵抗Ｒ２２１、
ダイオードＤ１２、ツェナーダイオードＺＤ４が設けら
れている。

次にかかるリタード回路１３２を制御する積分回路１２
５の動作、特に起動時通角を行う始動時対策について述
べよう。ツェナーダイオードＺＤ３は約６ｃＶ）のツェ
ナー電圧を持ち、′電源電圧（Ｖ＋）が低い時、即ち、
スタータオンのエンジン始動時には、抵う冗Ｒ８８，Ｒ
８９の中点電圧がソエナーダイオードＺＤ３をオンでき
なくなる。このだめ、トランジスタＴ１４がオフし、ト
ランジスタＴ９゜ＴＩＯがオンする。この時、トランジ
スタＴＩＯはオフとなる。またトランジスタＴｌｌのオ
ンにより電源より抵抗Ｒ，７０を通して電流Ｌ２と同じ
方向に電流が流れ、オペアンプ０Ｐ１５の出力はに点電
圧と同じ電圧迄減少しクランプされることになる。この
に点電圧が第１０図に示す最小クランプ電圧１．５（Ｖ
）に対応する。このクランプさ汁だ出力が第９図に点線
で示す始動時の最大遅角特性を設定することになる。こ
れによって、リタード回路１３２が制御され、最大遅角
特性に設定されることになる。

次にセンサ１００の故障時における積分回路１２５の動
作を説明すｔ。第３図に図示されたセンサショート検出
器１０８ならびにセンサオープン検出器１０９からの出
力により、第８図に図示されたトランジスタＴ７がオフ
となり、ｌ・ラノジスタＴＩＯ，Ｔ２０がオンとなる。

トランジスタＴＩＯがオンすると、上述の遅角動作と同
じように、コンデンサＣ１４，Ｃ１５に電流１、が流し
続け、従ってオペアンプ０Ｐ１５の出力電圧は、ｈ点電
圧と同じ６ｖの電圧（最大電圧）にクランプされる。更
に、トランジスタＴ２０がオンする結果、ｈ点電圧は、
通常時の電圧より低い５Ｖのフェールセーフ電圧に制御
をうける。こむによって、異常時も適切な遅角特性をう
る。なお、トランジスタＴ２０を省略した場合のフェー
ルセーフクランプ電圧は第１０図に示すように６Ｖとな
る。

第１２図は第３図のａ点に異常電圧が重畳した時の動作
波形図を示す。この異常検出は検出回路１０８．１０９
が兼用して動作することによって行われる。第１２図（
１）はパワートランジスタのベース信号であり、ノック
センサ１００が何等かの原因で異常信号となると、第１
２図（２）に示すように、連続的にｂ点′、Ｅ圧より高
い電圧が発生し、従って比較器の出力は第１２図（３）
のように連続的に０（Ｖに下がり、従って積分回路１２
５の出力は第１２図（４）のように動作の後、フェール
セーフクランプ電圧（図では５．４　Ｖ　）にクランプ
される。従つて、異常電圧に対しても充分対処できるこ
とになる。

第１３図は各種のタイミング信号を発生するタイミング
信号発生回路を示す。単安定回路１２８は、抵抗几４４
．Ｒ４５，几４６．Ｒ４７，Ｒ，４８゜Ｒ５０，几５１
．几５２．Ｒ５３，Ｒ５４％コンデンサＣ１ｌ、ＣＩ２
、トランジスタ’ｒ３．Ｔ４゜Ｔ５．Ｔ６、ダイオード
Ｄ４．Ｄ５より成る。

単安定回路１２８の動作を説明する。端子Ｐには第２図
α）に示すパワートランジスタのベース信号が印加され
ている。このベース信号の＃ＩでトランジスタＴ３はオ
ンし、トランジスタＴ４はオフする。トランジスタＴ４
のオフにより、コンデンサＣ１２には［Ｅ源Ｂ→抵抗Ｒ
４８→Ｒ５０→Ｃ１２→トランジスタＴ５のベースへの
経路が形成される。一方、ベース信号のＬでトランジス
タＴ３Ｆｉオフ、トランジスタＴ４はオンとなり、ｔｇ
Ｂ→抵抗Ｒ，５１→コンデンサＣ１２→抵抗Ｒ５０→Ｄ
５→トランジスタＴ４→Ｒ，４９→アースの経路が形成
される。この２つの経路はコンデンサＣＩ２への充放電
回路であり、トランジスタＴ５のコレクタ端には第２図
（２）に示す如き時間幅ｔ１　なるスパークタイミング
に同期したパルスＳ２が光束する。捷だ、トランジスタ
Ｔ６はトランジスタＴ５と逆相関係にある故、信号Ｓ２
と逆相のパルスＳ９を出力する。この信号Ｓ２は、点火
ノイズカット回［１１３のトランジスタＴ２のベースニ
印別されて点火ノイズカット信号となり、且つマスク回
Ｍ１５３のトランジスタＴ７のベースに印加されて点火
ノイズカットの役割を果している。信号９は進角信号出
力回路１２７のトランジスタＴ８に印加され、進角制御
に供されている。更に、信号Ｓ２は回転検出回路１５６
０入力信号、一定時間発生回路１５７の入力信号となっ
ている。

このように構成される従来のノック制御装置のリタード
制御について次に説明する。

まず、第１４図（１）に示す如き、点火信号を与えるパ
ワートランジスタ１３４のＯＮ・ＯＦＦ信号によって点
火が行われる。このため、第１４図（２）に示す如きイ
グニツンヨンマスク信号が必要となる。この点火によっ
て工／ツノが作動していく訳であるが、このエンジンの
振動によってノッキングの検出がノックセンサ１００に
よって行われる。

どのノックセンサ１００からの出力は、増幅され、第１
４図（３）のａに示す叩き信号としてコンパレータＣＯ
３の（ト）入力端子に入力され、一方、コンパレータＣ
Ｏ３の（へ）入力端子には、ＢＧＬ検出回路１１９から
出力される第１４図（３）のｂに示す如き信号が入力さ
れ、比較される。このコンパレータＣＯ３の出力信号は
ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ１３を充電し、積
分される。この積分電圧（第１４図（４月は、トランジ
スタ’Ｉ”　ｉ　ｏのＶａｇのスレショルドレベルより
高いか低いかでトランジスタＴＩＯのオンオフ動作を行
う（第１４図（５））。その結果、第１４図（６）に示
す如くリタード猜がトランジスタＴＩＯのオン時間に比
例して増加する制御が行われる。

このように従来のノック制側］装置にあっては。

リタード量を決定するトランジスタＴＩ’０の動作信号
をノックセンサ１００からの信号をマスクし信号である
オペアンプＯＰ４とオペアンプＯＰ９とによって全波増
幅して得ている。この全波増幅信号とバックグラウンド
レベルＢＧＬとを比較して得ている。

ところが、従来、車室内に着けていたノック制御装置が
、車室内のスペースから、また、エンシフ（７）ノック
センサの配線を短くする上から、エンジンルーム内に取
りつけることが要請されている。

このエンジンルーム内に取付けると、温度変化が大きく
、温度の影響が動作そのものに大きく影響をしてくる。

このため、従来のノック制御装置はＬ’３　Ｇ　Ｌを決
定する要素と、ノック信号を増幅する要素に関する素子
が多く、温度による影響が太きいという欠点を有してい
た。

本発明の目的は、温度変化の影響を少なくすることので
きるノック制御装置を提供することにある。

本発明は、マスクされたノック１ｓ号の半波整流され増
幅さ扛た信号を用いてリタード量を決めるトランジスタ
のＯＮ　−０ＦＦ信号を侍ることによシ、温度変化の影
響を受ける素子数を減らし温度変化の影響を少なくしよ
うというものである。

以下、本発明の実施例について説明する。

第１５図には、本発明の一実施例が示されている。本実
施例が従来例と異なる点は第６図に示された回路の部分
である。す々わち、本実施例が第６図図示従来例と異な
る点は、コンデンサＣ７と。

抵抗Ｒ，２３，几２４．Ｒ２１６と、オペアンプＯＰ９
を取り除き、抵抗比２１に代え、抵抗比２１Ａ、几２１
Ｂを設け、この２つの抵−抗Ｂ２１ＡとＲ２１Ｂとの接
続点より直接比較器ＣＯ３の（ト）側入力端子に入力さ
れるように構成した点である。すなわち、ＢＰＦ１１４
でフィルタリングされた出力Ｓ１は抵抗Ｒ，１６を介し
てＡＧＣ回路１６０のＯＦ２に入力する。ＯＦ２のマイ
ナス端には増幅器１６１を介してゲインがコントロール
されるＦＥＴ　（Ｔｌ　７　）が設けられている。

この結果、ＡＧＣ回路１６０のゲインは増幅器１１７Ａ
のＯＦ２の出力に応じて変更される。

Ａ　Ｇ　Ｃ回路１６０の出力はマスク回路１５０によっ
て所定タイミングのマスクがとられ、Ｃ６゜凡２０を介
して半波整流器１１６に入力する。ダ、イオードＤｉ、
Ｄ２の働きにより正方向成分のみの半波整流がなされ、
最大クランプ回路１１６Ａに入力する。このクランプ回
４１１６　Ａでは、比較器Ｃ０５の働きにより所定の最
大値（Ｒ２７を介してプラス端子に印加される電圧に相
当する。

例えば５Ｖである）にクランプされる。このクランプ回
路１１６Ａの出力は、抵抗Ｒ２９，コンデンサＣ９とよ
り形成される積分回路１１７で積分され平滑化され、更
に増幅器１１７Ａで増幅され出力されてゆく。次に具体
的に説明する。

ＡＧＣ回路１６０の入力電圧（即ち、ＢＩ’Ｆ１１４の
出力電圧）をＶｌ、出力電圧をＶｏとし、Ｆ’ＥＴ（Ｔ
　１７　）の出力インピーダンスをＺＦとすると、オペ
アンプＯＰ３の増幅率は、抵抗比１９の値を高抵抗に設
定しているため、ＺＦと抵抗比１９で決まる値となる。

即ち、利得Ｇは。

ｖ　０　　、　　　　　　　　　　　　　Ｒ１９Ｇ−−
〒　（１＋　−）　　　　　・・・・・・・・・（３″
）Ｖｌ　　　　　　　ＺＦとなる。（３”）式で重要な点は、インピーダンスＺｐ
あ：ＦＥＴ　（Ｔ　１５　）のゲート・ノース間電圧Ｖ
ｃｓにより変化することである。例えば、Ｖｃｓが０（
ｖ）から−２（ｖ）へと低くなると、増幅器１６１の出
力帰還により、ＺＦは大きくなシ、利得ＧＦｉ、小さく
なる。大きくなった場合は逆となる。その結果、　ＡＧ
ｃ回路１６０の増幅器１１７Ａがら出力されるＢＧＬ出
力電圧はＡＧＣ回路１６０への入力電圧の変動とは無関
係に一定となり、そのＳＮ比は一定に近くなる。

Ｖａｓ＝±２００（ｍＶ）の範囲では、ＡＧＣが充分働
く。

尚、抵抗Ｒ１９は、ＦＥＴ（Ｔｌｉ）の断線故障時の保
護用であり高抵抗設定される。更に、ＺＰは２００Ωか
ら２にΩ程度の値としている。

マスク回路１５０はトランジスタＴ１５、抵抗比９７と
より成る。トランジスタＴ１５はベースに印加される信
号Ｓ４又はＳ２により４通する。

トランジスタＴ１５の導通によりＡＧＣ回路１６０の出
力はアース電位に降下し、マスクされる。更に、抵抗比
３５とコンデンサＣＩＯとはＢＧＬのリッグル防止機能
を持つ。更に、全体図を通して、オペアンプ°（ＯＰ）
は、日立ｓのＨｈ　１７９０２、比較器（ＣＯ）は日立
製のＨＡ’１７９０１を使用している。

増幅器１６１の抵抗Ｒ４０，Ｒ，３９，１１，３８ハＢ
（３Ｌ人力がない時、オペアンプＯＰ８の■端子はオペ
アンプＯＰ３の出力端（３ｖ）に接続されているだめ、
その端子入力は３（ｖ）になり、この時オペアンプＯＰ
８の出力Ｖ２は第８図に示すように４（ｖ）になるよう
に設定する直流補正の機能を持つ。更に、オペアンプＯ
Ｐ８は反転増幅器となっており、入力Ｖｌが増加すると
、田カｖ２が減少゛する方向となる。この出力ｖ２はＡ
ＧＣ回路１６０のＦＥＴ（Ｔ１５）のゲート久方となっ
ているため、ＢＧＬが増加すると、ＶＩが増加してＶ２
が下り利得Ｇも下り、ＡＧＣが働く。ここでＡＧＣ回路
１６０は、Ｖ　２−３　（Ｖ）　かう働キ始メ、４Ｖ）
〜３　（Ｖ）　ノ間ｕ　ｈ　Ｚ　ｐは一定となっている
。

最大クランプ回路１１６ＡのオペアンプＯＰ６はインピ
ーダンス変換のために設けたバッファであり、°非反転
端子電圧Ｖ１が５（ｖ）以上（でなろうとすると、比較
器ＣＯ５が導通し、ダイオードＤＩＯ１抵抗几２８を通
して電流が放電し、その結果、オペアンプＯＰ６の非反
転端子の端子電圧は、最大５（ｖ）にクランプされる。

これによって、比較器ＣＯ５の反転出力電圧（バックグ
ラウンド電圧レベル）は、ノンキングの強度により変る
ことはなく、ノッキング時にＢＧＬが上昇してノッキン
グの検出が難しくなるようなことはなくなる。

捷だ、ＡＧＣ回路１６０から出力されるノック信号の正
側半波信号が、抵抗比２１ＡとＲ２１１１との接続点よ
り比較器ＣＯ３のｆ’ｒ−）側入力端子に入力される。

比較回路１１８は、比較器１１８Ａ、１１８Ｂ。

抵抗比４３．几５９、ダイオードＤ３より成る。

比較要素１１８Ａの比較器ＣＯ４は増幅器１５１の出力
であるノック信号を含む信号と、抵抗Ｒ４１とＲ４２と
で分圧された基準電圧との比較を行う。

基準電圧は例えば４（ロ）に設定されている。一方、比
較器ＣＯ３はＢＧＬ出刃と増幅器１５１０田カにの比較
を行う。この結果、比較回路１１８の出力からは、基準
′電圧よりも太きくｓ　ＢＧＬ出カよりも大きな増１扁
器１５１の出力ｓ６が出力する。

尚、ダイオードＤ３はこの出方を送信する役割。

抵抗８５９は後述する遅角量設定回路１２６のコンデン
サＣ１３との間で放電用抵抗の役割を持つ。

比較回路１１８の出力ｓ６は、次段のマスク回路１５３
に入力する。

このように構成されるものであるから、いま、第１６図
（１）に示す如きパワートランジスター３４のベース信
号によってパワートランジスター３４車かＯＮＬで点火信号が与えられ点火が行われる。

この点火の際大きな点火ノイズが生じるため、との点火
ノイズをノックと誤判定してしまうため、この点火ノイ
ズ信号をマスクする必要がある。このｋめｓ第１６図（
２）に示す如きイグニッンヨンマスク信号を必要とする
。この点火によってｙンジンが作動していく訳であるが
、このエンジンの振動によってノッキングの検出がノッ
クセンサー００によって行われる。このノックセンサ１
００からの出力は、増幅され、第１６図（３）のａに示
す如き正側半波信号がコンパレータＣＯ３の（ト）入力
端子に入力され、一方、コンパレータＣＯ３の（へ）入
力端子には、ＢＧＬ検出回路１１９から出力される第１
６図（３）のｂに示す如き信号が入力され、比較される
。このコンパレータＣＯ３の出力信号は、ダイオードＤ
３を介してコンデンサＣ１３を光電し、積分され、第１
６図（４）に示す即き信号となる。

この第１６図（４ンに示される積分電圧は、トランジス
タＴ１０のＶＢＩのスレショルドレベルよす高い場合に
のみトランジスタＴＩＯはオンする。したがって、トラ
ンジスタＴＩＯのベースｆｉ１１には第１６図（５）に
示す！ｌＯき信号が入ることになる。このトランジスタ
ＴＩＯのオン・オフ動１乍によって、第１６図（６）に
示す即くリタード量がトランジスタＴＩＯのオン時間に
比例して増加する制御が行なわれる。

したがって、本笑施例によれば、部品数を少なくするこ
とができ補守管理が楽になる。

また、従来、バックグラウンドレベル（ＢＧＬ）に対す
るノック信号を比較する場合に用いている温度べよって
変化する素子による温度係数は、整流回路の温度係数、
増幅回路の温度係数、ＢＧＬの平均値回路の温度係数で
あり、これら全部独立に動いてしまう。これに対し、本
笑施同によれば半波整流信号を用いてバックグラ、ラン
ドに対する信号という比率でとると平均値回路の温度係
数のみが、実質的変化量（温度に対して）となるため、
温度変化に対して影響が少なくすることができる。

以上説明したように、本発明によ肚ば、温度変化の影響
を少なくすることができる。

【図面の簡単な説明】第１図は従来のノック制御１ｌＩＡ置の全体構成図、第
２図（１）〜（８）はタイムチャート、第３図、第６図
２第８図、第１１図、第１３図は具体的回路側口、第４
図Ｗ〜（Ｑ、第５図、給７図、第９図、第１０図は谷・
泣性説明図、第１２図（１）〜（４）、第１４図（１）
〜（６Ｊ　ｉ−１：主要波形図、第１５図は本発明の実
施例を示す回路図、第１６図（υ〜（６）は本発明の実
施例を示す波形図である。 °　°　″１引ｌ軟／／　　［Ｋ１−１ｚＪ第　５図第１２図第１３図

Claims

【特許請求の範囲】

１、ノックセンサと、該ノックセンサによって検出され
たセ／す出力から点火時の点火ノイズを除去する第１の
手段と、該点火ノイズを除去したノック信号を半波整流
した信号と予め定められた第１の信号レベルと比較しパ
ルス信号を出力する第２の手段と、該第２の手段からの
出力信号を積分する第３の手段と、該第３の手段から出
力される積分信号と第２の信号レベルとを比較し矩形波
を出力する第４の手段と、該第４の手段からの出力パル
ス幅に比例した点火時期リタード量を出力する第５の手
段と、該第５の手段からの出力に基づき点火時期全リタ
ードする第６の手段とからなるノック制御装置。