JPS5884780A - ラインプリンタ制御方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ラインプリンタ制御方式に関し、特に同期モ
ータの自動制御に予測回路を用いたラインプリンタ制御
方式に関するものである。

従来、通信系あるいは情報処理系ＦＣおいては、出力機
器としてラインプリンタが用いられている。

これは、キーボードと一体になっている低速のプリンタ
機能全並列化する等の方法により高速化したものであっ
て、機構部分には動力を供給する電動モータが必要とな
る。

これらの電動子−夕は、サーボモータとして動作させる
ことによって安定化が行われているが、さらｒ（、ラグ
・リード・フィルタ等を用いれば、ある動作状態に対し
て最適な動作が保たれるように自動調整できる。電動モ
ータの負荷に対しては多くの変化要求が加えられるとと
もに、外部変動に耐えることが要求される。従来は、こ
のような変動に対して適応する能力を持たせることがで
きないため、適用条件が限定されたものとなっているか
、あるいは余分に大きな規模の構造が要求されている。

従来のラインプリンタは、同期モータが変動に適応でき
ないため、信頼度が低く、高速化に限界がある。

本発明の目的は、このような従来の間ｍｔ解決するため
、ハンマを活字ドラムの回転と完全に同期させて高速度
で所望の活字を印字することができるラインプリンタ制
御方式′ｆｔ提供することにある。

上記目的全達成するため、本発明のラインプリンタ制御
方式は、活字ハンマの駆動を行う論理回路の動作クロッ
クに同期した同期モータにより活字ドラム全駆動し、Ｌ
記聞…（モータの自動制御のフィードバック・ループ中
に予測回路全役けて、予測により同期モータの回転を制
御することを特徴としている。

以下、本発明の実施例を、図面により説明する。

第１図は、本発明に月１いられるラインプリンタの印字
機構の原坊・図である。

活字ドラム１０牛には、数十〜百数十字の活字が面トに
装着され、１行の各印字位置にはすべてプリント・ハン
マ１０２と活字が設け【、れる。ドラム１０４の回転中
に活字がハンマ］４０２に丁度対向する瞬間をとらえて
、ハンマ１０２がインクリボン１０３全介し活字全印字
用絹１０１面にインパクトすることにより印字する。

従来、ハンマ１０２全活字ドラム１０４−の回転と同期
させて所望の活字全印字するためＦ（ｍは、同期色号発
生部全設番１で、活字位置を′ｔ１１気的に制御部に送
る信号を発生さぜる必要があ２．。同助信号発生部のＭ
Ｍ造は、機械的には回転軸をエンコードするエンコーダ
を構成しており、ある棟のものはプラスチックの円板で
９〜１０個のウィンドセグメントからなり、そこでコー
ドを発生させている。

このウィンドセグメントは、活字のコードを発生させる
６・〜７個のセグメントとチェックのためのパリティ・
セグメント、シフトコード・セグメント等からなる。

本発明においては、活字ドラム１０４の回転が、後述す
る電動モータの回転軸に連結することによって、ハンマ
１０２と同期する。

次に、活字ドラム１０牛に連結する電動モータについて
述べる。

第２図は、本発明の実施例全示す電動モータの自動制御
部の構成図である。

事務通信用機器等においては各種資料の走査、用紙の繰
り出しりため、また印字動作においてはインパクトｆｌ
Ａ構および回転機構に対して駆動力を伝達するため、そ
れぞれモータが必要である。

モータの回転むら全なくすために、第２図に示すような
自動制御機能を備えたフィードバック・ループを設ける
。そして、モータの動作の変動全検出するために、回転
角度の検出を行う。すなわち、第２図に示すように、Ｘ
Ｙの方向に一致する回転軸ｌに固定した回転板７を設け
、その周辺全、回転中心から周辺までの距離が回転角度
によって鋸歯状波状に変化するような構造にする。そし
て、その距離が、回転角度をＯから３６０　まで変化さ
せる間に、整数倍の周期で変化するような形状にする。

回転板７の一方の側には、回転軸１の中心より放射方向
に直線上に分布した光源５が、また他方の側には、回転
板７によって遮蔽されなかった部分光を受ける受光器６
か、それぞれ設けられる。

回転板７は、電動モータの回転子２の回も７力全回転軸
１によって伝達され、ＸＹｔｒ軸として回転するが、光
電変換系５，６は静止状態に固定されており、受光器６
の出力はＡＤ変換器８によってディジタル信号に変換さ
れる。このＡＤ変換器８の出力、つまり鋸歯状波をサン
プル値データ系９に入力することにより、サンプル値デ
ータ系９は演算によって作成される鋸歯状の基準波とこ
の入力波全比較する。電動モータの回転子２は、モータ
の電機子コイル３との相互作用によって回転力を得るが
、コイル３の効果に重畳する効果全有する補助コイル牛
によってト記回転力は制御される。

この制御力は、サンプル値データ系９の出力により作成
される。すなわち、サンプル値データ系９では、その処
理結果をＤＡ変換器によりアナログ値に変換することに
より補助コイル牛の制御信号を作成する。また、サンプ
ル値データ系９は電圧制御発振器１１からクロック全受
けて動作するが、電圧制御発振器１１の制御電圧は電動
モータを同期モータとして使用する場合に必要となる。

例えば、ファクシミリ受信機の場合には、送信側からの
信号よりビット・タイミング・クロック１３を抽出し、
比較器１０で電圧制御発振器１１からのビット・クロッ
クと比較した結果、制御誤差電圧１２を電圧制御発振器
１１にフィードバックする。

次に、第２図のサンプル値データ系における処理を、理
論的に説明する。

一般に、機器に印加される変動には、負荷変動のように
、機器全流通する信号成分あるいは物の運動量に対して
乗算される影で加えられるものと、物理的な衝撃あるい
はηｉ、気菌な雑音のように加算される形で加えられる
ものとがある。従来の自動制御方式では、ｌｆｉ者に対
する追従特性ヲ自くすると後者の彩管全増大ざぜる性質
があるので、このようなトレードオフ関係全除外Ｉ７な
い限り、自動制御のためのフィードバック・ループの設
計が蕪駄になることが多い。

そこで、先ず、上記のトレードオフ関係を明確にした上
で、乗算変動への追従特性を向−１ニさせる方法につい
て説明する。

自動制御は、サンプリング周期Ｔのサンプル値データ系
により行われるものとする。

いま、制御誤差をｘ（ｋＴ）で表す。ここで、ｋはサン
プリング番号である。また、σ（ｋＴ）　全乗算変動、
θ（ｋＴ）全自動制御のフィードバック・ループの出力
信号とすると、第１図の自動制御ループとなり、次式が
成立する。

ｘ　（ｋＴ）　＝ａ　　（ｋＴ）−〇（ｋＴ）　　　　
　　　−、、（１）Ｘ　（ｋＴ）′ｆｔフィードバック
・ループの入力信号とすると、この信号は制御点におけ
る処理位枦からみて少くとも処理による１サンプリング
周期分の遅れがあることになり、さらに処理全高速化す
るためにｎ重のオーバラップ処理を行うときにはｎサン
プリングの遅れがあることｒ（なる。このときの入力信
号は下記のように示す必要がある。

ｘ　（（ｋ−Ｎ）Ｔ’）、　　（Ｎ＝ｎ＋１）上記信号
は、動特性全４面保するためのフィルタと、それらのフ
ィルタとオーバラップ処理による遅れを補償するための
予測フィルタ全通過するものとする。上記信号の伝送に
よる応答としてθ（ｋＴ）が得られるのであるから、こ
れを時間領域で表現すると次のようになる。

・ｘ（（ｍ−ｎ）Ｔ）　　　　　　　　・・・（２）両
辺の２変換をとることにより、次式となる。

＃（ｚ）＝００（ｚ）・ＧＮ（ｚ）−ｚ　”−ｘ（ｚ）
　　　　　　・−、（３）ここで、ｏｏ（ｎｔ）は時間
領域で表した関数であり、Ｇ　Ｎ　（ｎ　”　）は予測
フィルタをａる場合の関数である。

このような自動制御回路における閉ループ伝達関数を求
めるためには、［−記（１）式のＺ変換をとって、上記
（５）式全代入すればよい。すなわち、ｘ（ｚ）＋　Ｚ
　　”　Ｇｏ（Ｚ）　ＧＮ（Ｚ）　Ｘ（＋１．）＝　ａ
（ｚ）ここで、ｘ（ｋＴ）の測定音どのように行うかが
問題となる。これは、それぞれの揚台に応じて異なる値
全とるもので、次式で与えられる。

Ｇ（ｚ）＝　Ｚ−Ｎ−ＧＭ（ｚ）　・Ｇｏ（ｚ）　　　
　　　・・・（４）上記（４）式は、公知の閉ループ伝
達関数であって、不安定の原因はＧ　（ｚ）に含まれて
いるｚ−Ｈの項と、Ｇ　ｏ（ｚ）に含まれる遅延量であ
る。２−″′番、１．２平而に画かれる根軌跡の漸近線
がＮ本に増加し、不安定領域を走る根軌跡が多くなるこ
と全意味し、またまたＧ。（ｚ）に含１れる遅延量はｆ
ＪＪ１近線の足音不安定領域へ移動させる。

いま、オーバラップ処理による遅れを補償する方法全与
えるため、ＧＮ（Ｚ）’ｔサンプリング周期Ｔの整数倍
の予測全行う処理の伝達関数であるとする。

上記（２）式において、１１−１の場合における予測モ
デル全考える。１サンプル先の予測値’ｔｒ’（ｋＴ）
とし、先ずこの近似値を求めると、次のようになる。

ｘ　（ｃ丁）　＝２　ｘ　（ｋｒ）−ｘ　（（ｋ−１）
Ｔ）同じようにして、予測誤差’１（ｋＴ）も予測でき
るから、Ｉ（ｋＴ）全補止した値として、次のようにな
る。

Ｘ（ｋＴ）−Ｉ（１丁）−−（ｋＴ） ここで、ａ（ｋＴ）は、予測誤差−（１丁）の１サンプ
リング先の予測値であって、次式で与えられる。

＝　（ｋＴ）　＝２−　（ｋＴ）−（（ｋ−１）　？）
ここで、予測誤差＃（ｋＴ）は次式で与えられる。

−（ｋ　Ｔ）　　＝’；（（ｋ−１）？）−ｘ　（ｋｒ
）上記４つの式から５（ｋ″ｒ）とｘ（１丁）と全消去
することにより、次式が導かれる。

ｘ　（ｋＴ）　−２（２ｘ　（ｋＴ）　−ｘ　（（ｋ−
１）　Ｔ））−（２ｘ（（ｋ−１）　Ｔ）−１［（（ｋ
−２）　Ｔ））この動作を予測サンプル数だけスキップ
することにより、スキップ数だけのステップ全もつ予測
値を得ることができる。すなわち、１サンプリング先の
予測誤差は、次式となる。

７、　＜ｋＴ）−２ｒ２ｘ（ｋＴ）　−、（（ｋ−１）
Ｔ））−（２ｘ（（ｋ−１）　Ｔ）−工（（ｋ−２１）
　？））・・・（４−２） また、Ｇ　Ｍ　（ｚ）　　は、スキップ数が１の場合の
予測子の伝達関数Ｇ、（ｚ）　　から次の式によって求
められる。

ＧＮ（ｚ）＝Ｇ、（ｚＮ）　　　　　　　　　　　・・
・（５）そして、Ｇ１（ｚ）は前述のスキップ数１の予
測Ｉｌυノ作式′ｆｔｚ変換することによって得られる
ので、次のようになる。

同じようにして、ＧＭ（Ｚ）　　＜：を次のようになる
。

Ｇ１） 上記（７）式では、前記（４）式にみられるようなｚ　
Ｎ項がないため、遅延の主効果か消去されるように思わ
れる。しかし、上記（７）式右辺第１項の分母の次数が
Ｎであるから、次の近似式によりこの次数が殆んど−Ｎ
と同じ効果しかないことが明らかとなる。すなわち、 に変形することにより、Ｚ鴨１の範囲では殆んど１・に
等しいことがわかる。しかし、この項は予測による補償
に限Ｗを与える安置となる。

乗算変動への追従性を調べるには、ｘ（ｚ）の逆変換の
特性を次式により調べる必要かある。

ここで、上記積分記号は、被積分項の特異点上（１２） その内部に包含する任意の閉曲ＩＪ　ｃ　Ｔｈ積分路と
することを表す。この式において、α（ｋＴ）がｋに関
して正弦波状に変化する場合について考えればよい。α
（ｋＴ）の２変換全とると次のようになる。

ここで、φ目止弦波振動の振幅である。

したがって、」−記（８−１）　（ａ−ｙ、）式より次
式が導かれる。

・・・（９） 上記（９）式において、過渡応答の部分を省略し、定常
的な応答にのみ注目すると、留数の定理から次のように
なる。

ここで ｐＨ１／　（１＋Ｇ　（Ｒ’″Ｔ））　　　　　　・・
・（１１）とおくと、これは入力変動振幅に対する残留
分の比を表すもので、位相変動の抑圧係数と呼ばれるも
のである。

ここで、前記（４）式のＧ。（ｚ）の望ましい形を見出
すために、前記（８）式に示す近似式を用いると、ρは
次のように表される。

ρ、−１／（１＋Ｇｏ（ｅ　）） ・・・（１２） 上記（１２）式から云えることは、 （ｅ””　−１）’≦０．０１ の範囲にあるω、すなわちこの範囲の乗算性変動に対し
ては、Ｎ＝７程度でも、ρ、さえ小さければ残留変動全
十分小さく抑えることができること全意味する。

Ｇｏ（ｚ）に対しては、自動制御ループの帯域を狭くし
、ループ内の雑音を除失する形が考えられる。

その代表的な例として、ラグ・フィルタと呼ばれるもの
があり、この形を拡張ずｔ′１げ次式で表すことができ
る。

これは、１サンプリング時ｆｆｔ！　ｒｅけ過去の出力
信号をβ□　倍した信号全入力信号から差引きα１倍し
て出力とするフィルタを、ｎ個々ンデム棲続したもので
ある。

−Ｆ記（１３）式において、α、β１−１とおくことに
より、次式で表すことができる。

このとき、ρ、Ｇ：ｔｅ”□Ｔ−１となる範囲において
、はＦ’ｉ　（ｅｊ□Ｔ　　ｔ　）　Ｈにしたがって小
さくなる。

これによって、残留変動を小さくする余裕全作ることが
できる。この余裕でに記Ｋｆ小さくすれば、αδ） 外部変動、および電気的な雑音に対する正常動作マージ
ンの劣化全防止できる。

乗算性の変動ｒ（対しでは、上述のように複数タンデム
・ラグ・フィルタの効果が考えられる。しかし、このよ
うな変動に対しては変動の大きさのみならず、遅延カニ
伴う。そしてこの遅延は、負荷の変動に伴って変化する
。定常的な遅延の場合には、オーバラップ処理に」：る
遅延補償に類似した方法によって補正可能であるが、変
動が伴う場合にはこの補償はアダプティブ（適応性）な
ものにする必要がある。

この補償に用いる調整動作式を作るため、サンプリング
点′に１個スキップすることによる動作式（前記（４−
２）式）を使用する。

ｘｉ（ｋＴ）　＝２　（２Ｉ（ｋＴ）−ｘ（（ｋ−１）
　Ｔ）−（２’；’（（ｋ−１）　Ｔ）−ン（（ｋ−２
１）？））・・・（１５） アダプティブな動作式にするには、先ずスキップ数１の
異なる予測値の線形結合を作る。

ｘｏ（ｋｔ）　＝Σ　ａ１！１（ｋＴ）１・（１６）１
＝１ ０６） 上記（１６）式を用いてアダプティブな調整を行い、負
荷の変化に適応して適正化することが可能である。この
場合、適正状態からのずれ’ｒ　Ｎ１１ｉ価するための
関数が必要である。このために、制御誤差工（ｋ　Ｔ）
から作った上記（１６）式の２唾平均が０になる状態が
望ましいので、この方向Ｋａ、　　の差分を行うのが通
常自動等化等で用いられる方法であるが、この方法では
ａｌ　か０になる可能性かある。

したがって、逆に制６１１誤差ｘ（ｋＴ）の２乗平均が
０となる方向にａｌ　に差分を行う。すなわち、次式の
処理が可能か否が全考える。

このためＶＣは、ｘｏ　　とｘｃ／、）ｌＱｌ係を明確
にする必要が生じ、ＩＯを入力、Ｘを出力とする制御ル
ープの一部分紮状態方程式により表す。つまり、制御対
象となる糸への入力がχ。であり、この入力により補償
された結果、桟された制ａｔ誤差がＸとなる。この制御
対象には、機構部の物理構造、可動部分、こ第１らに動
力全供給する電動モータ等の駆動源が含まれる。この機
構部の状態全表すには複数個の変数が必要であり、これ
らを次のベクトルで表す（→Ｔは行列全示す）。

ここで、変数ｚｉ　が変数２．の微係数である場合も含
まれる。したがって、ｎ段の微分方程式で表される複雑
な糸でも、このようなベクトルによる表示が可能である
。

また、このような扱い方？するには、糸外からの入力、
つまりサンプル値データ系から加えられる系への入力変
数も上記（１８）式と同じように次の行列式で表すこと
ができる。

また、系の出力変数も、次の行列式で表すこととする。

このような表し方は、従来、プロセス制御系を計算機に
よって制御するために、系のモデルとして、あるいは系
のシュミレーションとして使用される状態空間法にした
がったものであり、系の状態方程式は次のように表され
る。

本発明においては、この方法全前記（１６）式の伝達関
数を与えるラグフィルタ、前記（１７）式で示す処理に
対して適用するものである。

列であって、系の物理的な構成にＪ：って定まる。

これらの時間的な変動は、乗算性変動となってサンプル
値データ系の動作に負荷されるものであり、−→ これに対し加算性変動は前記（１９）式にボすｍの要素
のうち、ｘｏ　以外の位置に現ねる雑音によるものであ
る。

次に、予測のアダプティブな調整動作式を明確にするた
めに、前記（１７）式におけるθ工（ｋ　？）　／ａ　
ａ　ｉ　　を測定可能な量で表す必要がある。前記（２
１）、　（１６）式によれば、次のように表される。

（１９） ここで、ｇ（ｋＴ）は（２１）式におけるＥ′の一要素
である。この量が測定可能であれば、最適化処理が明確
になる。

外部変動と電気的Ｍ−音（Ｊ１前記（１９）式において
、０と書かれている位置に加わることになる。このよう
な変動に対しては、動作マージン全十分確保しておく必
要がある。Δお、変動が負荷される一般的な場合に対す
る解析は複雑となるので、制御残から制御信号Ｉを検出
する点で負荷されるものとする。このような変動信号に
対する制御ループの応答特性を評価するため、制御ルー
プを開いたときの単位の強さのガウス形の変動ｒ（よる
応答の電力ｇｌＩｔ＝用いる方法がある。この方法では
、変動要因の影響が制御残によって評価することができ
る。

ループを開いたとき、制御残を測定する点での変動分散
をσＩとすると、次式か成立する。

２　　　　　　　　　　　・・・（２３）σφＱ　＝　
ｇｌ　　°　　σＮ ここで、σＩは入力変動の骨散である。ループ（２０） を閉じたときの制御残の測定点での変動分散σ２は、次
式となる。

６２−σＮ″（１＋、２　’）　　　　　　　　　・・
・（２４）動作マージンＭは、機構部が誤動作を起す変
動分散ｔ　ｓ２　　とすると、次式で表すことができる
。

°′、。。、２．） 、２ したがって、自動制御ループを作ることｒｔｃよって劣
化する動作マージンｆｉｙは、次のようになる。

、２ ｙ＝１ｎ　ｔｏｇ　（−）　＝１ｎ　ｔｏｇ　（ｔ　＋
ｇ＋り・・・（２６）σＮ２ ここで、開ループ伝達関数Ｇ　（ｚ）によって、ｚ′ｆ
ｔ表すと、次のようになる。

・・・（２７） 上記（２７）式において、Ｇ　（ｚ）はＰ１＃′ｆ、（
１４）式のＧ。（１）に淋しい。これは、主として（８
）式において、Ｎ＝２以下とした場合は、（８）式はほ
は１に等しいことに基づいている。このような条件にお
いて、１区間のラグ・フィルタによる単位量のガウス雑
音応答、＊ｆ考え、このような雑音応答特性が９段りン
デム接続されることによる変化を考える。

先ず、前記（１４）式から次式が成立するものとする。

この場合、α１　とｇ１２の関係全表ずと、次のように
なる。

開ループ全体の電力−は、次式で示される。

１段当りの制御定数は、α、−に１／ｎであるが、これ
が１より小さいときは、−≦にと考えられる。

上記（２６）式によれば２，２＝０．０４とした場合、
制御動作による劣化は、０．２ｄＢ　以下に抑えること
ができる。このときの残留変動量を前記（１２）式によ
り求めると、ｎ−４程度であればρ＜　０．０２となっ
て十分な追従性が得られる。前記（２７）式の積分は、
ｚ−１の範囲により定まるから、Ｎ）２でも上記の近似
は成立し、十分な追従性が得られる。

制御ループに入る雑音は、動作マージンを劣化させる。

これを防止するには、ラグ・フィルタのかわりに低域通
過フィルタ全円いる方法がある。

この場合は、低域通過フィルタによる遅延が牛すること
となるので、前記（Ｌ６）＋　（２２）式を用いた遅延
補償をこの低域通過フィルタの範囲まで拡張する必要が
ある。この補償によって葬延が補償されていれば、劣化
動作マージン量を求めるため、前記（２７）式において
次の変ｒｋ変換を行った彷、通過帯域にわたり積分して
求める。

ｚ　＝　ｅｊωＴ この場合には、Ｇをｉげ一定として、１より大きくとる
ことにより、（２７）式は次のように置くことができ、
残留変動率である前記（１１）式１が小さくなるような
Ｇの値全選定することかで責る。

ｇ２Ｌ＝、ＴΔｆ　　　　　　　　　　・・・（６１）
第３図、第４図は、第２図に示すサンプル値データ系の
論理構成図である。

第３図および第４図において、゛レジスタ（（９）１６
〜２２は、サンプリング周期Ｔごとに内容を更新するレ
ジスタである。これらのうちレジスタ１９は（２３） その出力に鋸歯状の基準波全発生するもので、この出力
と第２図のＡ、　Ｄ変換器δで変換されたデータ１５と
が加算器４０で比較される。なお、データ１５は第４−
図の演算器４９．５２全通過してデータ１４となり、加
算ｉ％　Ａ、　Ｏに入力され、出力として両波の位相差
に比例する信号が得られる。

第５図は、第３図の加算器における鋸歯状波の比較動作
説明図である。

いま、第５図（ａ）に示すように、基準鋸歯状波１９と
Ａ、　Ｄ変換器已に人力する鋸歯状波１４′とに位相ず
れが存在した場合、第５図（ｂ）に示すように、期間ｔ
０　では位相差に比例した振幅差ｄ０　が出力され、期
間ｔ、では最大振幅差ｄ２　が出力される。

このように、両部歯状波は周期的に極性を変換するため
、両波のうち一方が極性全変えると使方の極性が変わる
まで片較値は大きく変化し、位相差に比例しなくなる。

そこでこれに対処するため、加算器４２．４４　　　　
’を設けて、サンプル点ごとに両部歯状波の値の１つ前
のサンプル点の値との差をとる。これらの差０句 は、レジスタ１７．１８を介してＩＷｌ数表（ＲＯＭ）
２４、２５　ｔｒアクセスし、出力に］Ｔｒ−読み出す
。１が出力されたことによって、両部歯状波の極性が変
換したことを判定する。関数表２４−から出力さｈりｌ
ｌｃヨって、レジスタ２９の内容から１が減算され、甘
だ関数表２５から１月力された１によってレジスタ２９
の内容に１が加算される。

加算器４０によって生ずる両部歯状波の比較出力に、基
準波の振幅Ｋｆレジスタ２９の内容倍した数全加えるこ
とによって、上記片、較値の変化全修正することができ
る。したがって、加獅謂４３の出力は両部歯状波の位相
差に比例した信号ｄ０である。

第２図のモータの回転子２０回転を制御するためには、
補助巻線４に界磁電流！。（ｋ　Ｔ）を加える。

これは、前記（１９）式の加の成分となるものである。

さらに、ｘ　　（ｃｔ）は、電動モータに加わる負荷等
によって変化する制御力の伝送遅延を補償するために、
サンプル値データ系９において補償される。

この補償処理の人力を、（ｋＴ）とすると、Ｘ（ｋＴ）
は前記（２０）式のＹの成分となる。これは、第３図の
加算器４３の出力信＠を、低域連通フィルタ３０で処理
？加えて得られるものであって、このＸ　（ｋＴ）に対
して回路３１で補償処理を加えることにより出力にＸ。

（ｋＴ）　ｆ得る。加算器４−３の出力信号は、上述の
ように、鋸歯１に波の比較によって作られたもので、低
域沖過フィルタδ０によって雑音による影響を柳川する
処理全行った後、前記（１５）　ｌ　（１６）および（
２２）式の処理全段回路：′Ｓ１で行う。

この場合、（２２）式全処理するために必要となるＥ（
ｋ　Ｔ）は、補助巻線に流れる電流が回転速度に与える
影響により定まるもので、定殻と考えてもよいＯ 第６図は、本発明の実施例を示すハンマ駆動回路の論理
ブロック図である。

本発明では、プリンタの活字ドラム１０＋の回転は、第
２図に示す電動モータ２の回転軸１に連結されている。

第２図の電動モータ２は、第５図に示すサンプル値デー
タ系のレジスタ１９の出力に得られる鋸歯状波と同期し
ているから、上ｉ￥！１行の各印字位置におけるハンマ
１０２の各々が活字ドラム１０４の回転のどの位相のと
きにインバク）Ｔｈ加えればよいかけ、すべて第３図の
レジスタ１９の出力値から求めることができる。

第６図のハンマ駆動回路を構成する論理回路のクロック
は、第６図のクロック入力端子６０に第７図（ｃ）に示
す鋸歯１に波、つ寸り第３図のレジスタ１９の出力が入
力することにより得られる。すなわち、鋸歯状波の各サ
ンプル値がディジタル値で・端子６０に入力し、その仏
全アドレスとしてＲＯＭ）５５にアクセスすることによ
り、読み出された樽１６ビツトパターン・データがレジ
スタ５６にセットされる。そのレジスタの特性ビットの
組み合わゼで出力されるクロックφ０．φ、かそれぞれ
シフト・レジスタＳＨとハンマ対応レジスタＯＲに送ら
れ、各アンド・ゲート’ｒ：　Ｉｊ＃Ｊ　＜。

活字ドラム１０４０回転け１．第６図のクロックφ、と
第７図（Ｃ）の鋸歯状？ＩＩｒに同期ｔ７ており、これ
らの１周期ごとに１行の印字が完了する。

第６図に示すＲＯＭ　Ｑ　７は、その鋸歯状波の瞬（２
７） 時価をドラム上の活字用コードに変換する将取専用メモ
リであり、その出力は各ハンマ対応のレジスタＯＲの値
５つとそれぞれ比較される。各レジスタｂ９には、受信
された活字用コードが格納されており、ＲＯＭ　５７の
出力とレジスタ５９の値が、比較回路５４により、Ｈ−
較されて、一致するタイミング全とらンてハンマ］、　
０４に印字パルス６１全送出する。なお、レジスタ５ｑ
に格納される活字用コードＣゴ、９伯）端子６２から時
間的にシリアルに受信さね、シフトパルスφ、Ｕでよっ
てシフトレジスタＳＨの各レジスタ５８　Ｋ　１１１１
１次入力され、さらにクロックφ２によってレジスタ５
０寸で移動される。クロックφ、は、鋸ｌｌ１１λ゛波
を発生するクロックの整数倍、あるいは等し、い周期を
もつクロックである。

以−Ｆ説明したように、本発明によれば、活字ハンマの
駆動を行う論理回路の動作クロックに同期した同期モー
タによって活字ドラムＩ駆動し、かつ同期モータの自動
制御のフィードバック・ループ中に予測回路全段゛けて
、予測により同期モータ（２８） の回Ｅ全制御するので、ハンマを活字ドラムの回転と完
全に同期させて高辻度で所望の活字全印字することがで
、きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に用いられるラインプリンタの印字機構
の原理図、第２図は本発明の実施例を示す同期千−々の
自動卸御部のブロック図、第３図。 第４図は第２図に示すサンプル値データ系の＠理構成図
、第５図は第３図の加算器における鋸歯状波の比較動作
波形図、第６図は本発明の実施例全示すハンマ駆動回路
の論理ブロック図、第７図は第６図におけるクロックと
鋸歯ｌＪｊ波の波形図である。 １：口転軸、２：モータ回転子、３：電機子コイル、４
：補助コイル、５．６：光電変換系、７：回転板、８：
ＡＤ変換器、ｑ：サンプル値データ系、１０：フィード
バック出力、１１：ＶＯＯ１５５，５７！ＲＯＭ、５６
：レジスタ、６０！クロツク入力端子、６１：印字パル
ス、０２：受信端子１，５４：比較回路、５８．Ｆ）Ｑ
；レジスタ。 第１図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 活字ハンマの駆動全行う論理回路の動作クロックに同期
   した同期モータにより活字ドラム全駆動し、上記同期モ
   ータの自動制御のフィードバック・ループ中に予測回路
   を設けて、該予測回路の出力により同期モータの回転全
   制御することを特徴とするラインプリンタ制御方式。