JPS59111694A

JPS59111694A - 電子楽器の楽音発生装置

Info

Publication number: JPS59111694A
Application number: JP57221267A
Authority: JP
Inventors: 石橋　正典
Original assignee: Casio Computer Co Ltd
Current assignee: Casio Computer Co Ltd
Priority date: 1982-12-17
Filing date: 1982-12-17
Publication date: 1984-06-27
Also published as: JPS6255793B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明はデジタル回路によって波形を発生ずる波形発生
方式に係り、特に高調波成分が変調信号によって変化す
る電子楽器の波形発生方式に関する。

デジタル技術の進歩に伴い、デジタル回路で波形データ
を発生し、そのデジタル波形データをデジタル−アナロ
グ変換器でアナログ信号に変換してアナログ信号波形を
発生することが可能となった。このようなデジタル回路
による波形発生は電子楽器にも用いられ、種々の音色の
波形が発生可能な電子楽器が製品化されている。

従来、前述のようなデジタル回路による電子楽器の楽音
発生方式として、（イ）正弦波合成方式、（ロ）可変フ
ィルタ方式、（ハ）波形メモリ読出し方式と、（ニ）周
波数変調方式等がある。

前述（イ）の正弦波合成方式は基本波並びに高調波の正
弦波信号をデジタル回路で発生し、そのデジタル波形信
号を合成して所望の音色の楽音を発生する方式である。

この方式は所望の倍音構成の楽音を得る場合には必要と
する倍音の種類数の計算チャンネルを必要とする。さら
に時間的にスペクトラムを変化させる場合には各倍音ご
とに振幅レベルを可変するための倍音の種類数の高調波
制御信号を必要とする。この方式は前述の計算チャンネ
ル並びに高調波制御信号が倍音の種類数の回路を必要と
するので発生回路が大きくなり、さらに高調波制御信号
の発生制御が複雑となる問題を有している。

（ロ）の可変フィルタ方式はデジタルフィルタを用いる
ものでフィルタの周波数特性を高調波制御信号によって
変化させる方式である。この方式はデジタルフィルタの
回路が大きくなる問題を有する。さらに固定サンプリン
グレートで波形を発生した場合すなわち固定サンプリン
グレー１−でデジタルフィルタの入力となる原音を発生
した場合には高調波を多く有する波形を得ることが難し
く、しいてはデジタルフィルタの高ｌｌＩ！ｉｌ波領域
での効果が半減するという問題を有する。またさらにこ
の方式は折返し歪を発生する問題を有している。

（ハ〉の波形メモリ読出し方式はあらかじめメモリ等に
記憶されている波形データを順次位相角に対応して読出
して波形を発生する方式である。

前述の波形メモリに記憶されている波形データは楽音と
して発生ずる楽音波形のデータであるため、その波形の
スペクトラムは固定となっていた。そのためスペクトラ
ムを変化させるにはスペクトラムの変化に対応した波形
データをメモリに記憶しておかなければならず、さらに
それらを順次スペクトラムの変化に対応して読み出すた
めの制御回路を必要とする。それゆえこの方式はメモリ
の容量が増大し制御回路も複雑となる問題を有していた
。

（ニ）の方式は周波数変調を応用したものであり、搬送
波と変調波すなわち２個の正弦波を用いて周波数比、変
調深さを変えることにより倍音を変化させる方式である
。この方式は倍音をある程度制御することは可能である
が、各倍音がベソセ　５− ル関数的に変化するため、スペクトラムの包絡がなめら
かに変化する楽音を得ることが困難であった。

本発明は前記問題点を解決するものであり、その第１の
目的は波形のスペクトラムがなめらかに変化することを
可能とした波形発生方式を提供することにある。

第２の目的は鋸歯状波信号の高域を除去した波形を発生
する波形発生方式を提供することにある。

本発明の特徴とするところは、波形情報を記憶した記憶
手段と、この記憶手段に記憶された波形情報を読出すた
めのアドレス信号を順次生成するアドレス信号生成手段
と、前記記憶手段に記憶された波形情報を修正して読出
すための変調記号を生成する変調信号生成手段と、前記
アドレス信号と前記変調信号とを比較する比較手段と、
この比較手段の比較出力によって、演算態様が変更せし
められる演算手段と、この演算手段からの出力信号にて
前記記憶手段をアクセスせしめる手段とを具備したこと
を特徴とした電子楽器の楽音先生方６− 式にある。

以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。

第１図は本発明の実施例の回路構成図である。

第１図においては本発明を電子楽器に応用した実施例で
ある。鍵盤１の第１の出力は周波数情報発生回路２に、
第２の出力は高調波制御信号発生回路４とエンベロープ
制御信号発生回路５に入力する。周波数情報発生回路２
の出力は位相角計算回路３の第１の入力端子に加わる。

位相角計算回路３の出力はその第２の入力端子と波形合
成回路８の入力端千人に接続される。高調波制御信号発
生回路４の出力は加算回路６の第１の入力端子に接続さ
れる。加算回路６の第２の入力端子には図示しない他の
回路からの制御信号が入力する。加算回路６の出力は波
形合成回路８の入力端子Ｂに入力する。エンベロープ乗
算回路７の第１の入力には波形合成回路８の出力端子Ｃ
が、第２の入力にはエンベロープ制御信号発生回路６の
出力がそれぞれ接続される。エンベロープ乗算回路７の
出力は図示しないデジタルアナログ変換回路ＤＡＣに接
続される。鍵盤１は押下された鍵の位置情報や押下され
た鍵のタイミング信号を発生する回路であり、鍵の位置
情報は周波数情報発生回路２に、鍵のタイミング信号は
高調波制御信号発生回路４、エンベロープ制御信号発生
回路５にそれぞれ入力する。周波数情報発生回路２ば前
述の押下された鍵の位置情報から、その鍵に対応した周
波数情報すなわち位相角情報を発生する回路であり、た
とえば特定のクロックによって順次位相角情報を出力す
る。位相角計算回路３は第１の入力端子と第２の入力端
子とに印加される情報を加算し出力する。位相角計算回
路３の出力は位相角計算回路３の第２の入力端子に加わ
るので周波数情報発生回路２より発生した位相角情報は
特定のクロックによって順次位相角計算回路３の内容に
加算される。

すなわち、位相角計算回路３によって周波数情報発生回
路２より発生した位相角情報は累算される。

その累算は１周期単位で行なわれ、１周期以上の位相角
となった場合には１周期の位相が減算される。第１図の
実施例においては、たとえば２１２を　　　　　　“１
周期の位相角（即ち２πに相当する）とし、それ以上の
値となった時には、キャリーが出力されるがそのキャリ
ーを使用していないので、結果的には１周期分の位相角
を減算したものとなっている。位相角計算回路３の出力
は波形合成回路８の入力端子Ａに入力する。高調波制御
信号発生回路４には前記タイミング信号が入力し、高調
波制御信号発生回路４によって例えば時間と共に高調波
成分を変化させるための音色制御信号に変換される。そ
の出力すなわち音色制御信号は加算回路６において外部
からの例えば、外部の操作子によって音色を変化させる
ための制御信号と加算される。

加算回路６は外部から制御信号を入力しない場合には省
略も可能である。加算回路６の出力は波形合成回路８の
入力端子Ｂに加わる。波形合成回路８は入力端千人より
入力する均一レートで変化する位相角即ちアドレス信号
を１周期間にわたってレートが変化する修正アドレス信
号を得、波形をアクセスするための回路であり、入力端
子Ｂより入力する制御信号によってそのレートは変化す
る。

９− 例えば、波形合成回路８は第２図に示す様に割算回路９
と波形メモリ１０より成る。割算回路９は入力端千人よ
り入力する位相角を特定の位相角範囲で入力端子Ｂより
入力する音色制御信号即ち高調波制御信号によって割算
し、他の特定範囲で異なる値でさらに割算する様な動作
をする。すなわち、波形合成回路８において位相角の進
め方が１周期にわたって一定ではなく、変化する様にな
されたものである。その結果は波形合成回路８内の波形
メモリ１０をアクセスし、波形データが出力端子Ｃより
出力される。

この時のメモリアクセスは１周期にわたって一定ではな
く１周期内で変化するので、波形メモリ１０に格納され
ている波形の位相を歪ませた波形データが出力端子Ｃよ
り出力される。

鍵盤１のタイミング信号はさらにエンベロープ制御信号
発生回路５に入力する。エンヘロープ制御信号発生面１
７＆５は、出力する楽音の振幅を変化させる制御データ
を発生ずる。その出力すなわちエンヘロープ信号ＩＪエ
ンヘロープ乗算回路７に入１０− 力する。一方、波形合成回路８の出力端子Ｃより出力さ
れた波形データがエンヘローブ乗算回路７に入力してお
り、エンヘロープ乗算回路７において、その波形データ
とエンヘローブ信号が乗算され、出力される。

第３図は第２図の波形合成回路８を詳細に表わした第１
の回路図である。入力端子Ｎは第１、第２図における入
力端千人に、入力端子Ｍは入力端子Ｂにそれぞれ対応す
る。すなわち入力端子Ｎには第１図の位相角計算回路３
の出力例えば１２ビットの位相角データＮｏ＝Ｎ＋＋が
入力し、入力端子Ｍには第１図の加算回路６からの例え
ば１２ビツトの変調深さデータＭＯ−Ｍ１１が入力する
。

入力端子ＮはコンパレークＣＯＭＰと、排他的論理オア
群ＥＯＲＩを介して割算器ＤＩＶに入力する。入力端子
Ｎの各ビットＮ　ｏ　−Ｎ　１＋ばコンパレークＣＯＭ
Ｐの各ビットＡｏ〜Ａ１１に対応して入力するが、割算
器ＤＩＶには各ヒツトＮＩ〜ＮＩＩが各ビットＡｏ−Ａ
１ｏに入力する。また割算器ＤＩＶのビットＡ＋＋は接
地されている。

なお、第３図における排他的論理オア群ＥＯＲ１〜ＥＯ
Ｒ３は複数の入力排他的論理オア群よりなり、第４図に
示すようにそれぞれの記号＋ａ）は（ｂｌに示すような
構成となっている。

入力端子Ｍは１１ピツ］・よりなり、コンパレータＣＯ
ＭＰと、排他的論理オア群ＥＯＲ２を介して割算器ＤＩ
Ｖに入力する。

入力６ｍ　子Ｍの各ヒソｌ−Ｍ　ｏ　−Ｍ　Ｉｏはコン
パレータＣＯＭＰの各ビットＢｏ−Ｂｌｏに２割算器Ｄ
ＩＶの各ピッ１〜Ｂｏ−Ｂ＋ｎに対応してそれぞれ人力
する。コンパレータＣＯＭＰのビットＢ１１は接地され
、割算器ＤＩＶのビットＦ３１１に対応する排他的論理
オア群ＥＯＲ２の入力も接地されている。

コンパレータＣＯＭＰの比較出力０　［Ｊ　ＴばＩＩ他
的論理オア群ＥＯＲ１〜ＥＯＲ３に人力している。

割算器ＤＩＶの出力は排他的論理オア群ＥＯＲ３を介し
てリードオンリメモリＲＯＭに入力し、割算器ＤＩＶの
各ビットＤｏ−Ｄ＋＋はリートオンリメモリＲＯＭの各
ビットＡｎ”Ａ＋＋に対応して入力している。リードオ
ンリメモリＲＯＭの出力Ｏｏ〜Ｏ＋ｏは出力端子Ｃに接
続されている。

しかして、入力端子Ｎより入力したデータと入力端子Ｍ
より入力したデータとはコンパレータＣ○ＭＰでそれら
の値が比較される。入力端子Ｎより入力したデータの値
が入力端子Ｍより入力したデータの値より大きいときに
は、ハイレベルが比較出力ＯＵＴより出力される。すな
わち、このときには排他的論理オア群ＥＯＲ＋〜ＥＯＲ
３はインパークとして動作する。また、その逆ずなわち
入力端子Ｎより入力したデータの値が入力端子Ｍより入
力したデータの値より小さいときにはローレベルが比較
出力ＯＵＴより出力され、排他的論理オア群ＥＯＲＩ−
ＥＯＲ３はバッファとして動作する。入力端子Ｎより入
力するデータ値は位相角値の累算結果であるので、その
値は直線的に小から大に変化する。そして特定の値すな
わち最大の後にその値は再度最小値となり、この動作を
繰り返す。この−動作すなわら小から大へ変化するとき
に、コンパレークＣＯＭＰの出力がローレベ１３− ルからハイレベルに変化する。この変化によって割算器
ＤＩＶに入力するデータが極性反転する。

また割算器ＤＩＶの出力も極性反転する。その出力すな
わち排他的論理オア群ＥＯＲ３の出力がリートオンリメ
モリＲＯＭに入力しており、そのリードオンリメモリＲ
ＯＭには余弦波形が記憶されているので、リードオンリ
メモリＲＯＭより順次出力される波形は余弦波を時間的
に歪ま−Ｕたものとなる。

第５図はその波形図を示す。横軸は時間ｔを、縦軸は振
幅の正規化値を示す。波形ＡＸは変調深さ情報ＭＸがＭ
Ｘ＝Ｔ／２の場合、波形ＢＸはＭＸ＜Ｔ／２の場合であ
り、ここでＴは波形の１周期を表わす。この動作におい
てはコンパレータＣＯＭＰの比較結果によって割算器Ｄ
ＩＶに入力する値が変化するので１周期を二つの条件に
分けて説明する。

ＮＸ≦ＭＸの場合には、リードオンリメモリＲＯＭに格
納されている余弦波のｚ周期の長さが変調深さ情報ＭＸ
となるように動作する。すなわ１４− ち、この条件中の位相角アドレス値の値ＮＸ＋に対して
このときの演算後の位相角アドレス値ＬＸ１はＬＸ　＋　＝　（ＮＸ　＋　／ＭＸ）　　・Ｔ／２・・
・（１，１となる。なお９割算器ＤＩＶにおいてはバイ
ナリ演算であり、周期も２のベキ乗の値であるので、第
３図に示した本発明の実施例においては、特に（１）式
右辺のＴ／２を乗じていないが、割算器ＤＩＶの出力は
小数点以下の値を出力しており、出力Ｄ１１が２進の小
数点以下第１位、出力ｒ）＋ｏを２進の小数点以下第２
位と順次なり、その値をアドレスとしているので、等測
的にＴを乗じた結果となっている。さらに割算器ＤＩＶ
の各ピッｌ−Ａ　＋　ｏ＝Ａ　２２に入力端子Ｎの各ビ
ットＮ１１〜Ｎ１が入力し、ビットＡ１１はローレベル
が入力（接地）しているので、入力時に％を乗じた構成
となっている。すなわぢ結果的には割算器の入出力にお
いて、％を乗じた割算構成になっている。

ＮＸ＞ＭＸの場合には１　リード身ンリメモリＲＯＭに
格納されている余弦波の残りの２周期の長さがＴ−ＭＸ
の長さとなるように動作する。すなわち、この条件中の
変調深さ情報ＭＸ、位相角アドレス値ＮＸ２に対してこ
のときの演算後の位相角アトｌメス値１．　Ｘ　２はＴ　−Ｌ　Ｘ　　２＝　（”「−ＮＸ　２　）　／　（Ｔ−ＭＸ）・Ｔ／２
　　・・・・・・・・・・（２）を満足する。

ここで１周期Ｔがこのベキ乗であるのでＴ−ＭＸ−ＭＸ
、　Ｔ−ＮＸ　２　＝ＮＸ　２゜Ｔ　−Ｌ　Ｘ　２　＝
　Ｉ−Ｘ　２となり、演算後の位相角アドレス値ＬＸ２
はＬＸ　２　＝　（ＮＸ　２／ＭＸ）　　・Ｔ／２・・・
（３）で表わされる。ここで記号上部の−はそれぞれの
インバート信号を示す。この式（３）の演算がこの波形
合成回路８で行われることになる。

ところで、割算器ＤＩＶの出力はＮＸ≦ＭＸの時はＯか
ら０．５まで変化する。またＮＸ＞ＭＸの時は０．５か
ら０に変化する。その結果リードオンリメモリＲＯＭに
格納されている波形は余弦波であるので、割算器ＤＴＶ
の出力をインバートしたときとインバートしないときと
のリードオンリメモリＲＯＭの出力に変化はなく、排他
的論理オア群ＥＯＲ３を除いた場合にはリードオンリメ
モリＲＯＭの内容は余弦波の半周期のみ周期にわたって
それぞれ２回読み出される。すなわち、コンパレータＣ
ＯＭＰの比較出力ＯＵＴより出力される比較記号によっ
て割算器ＤＩＶの出力を排他的論理オア群ＥＯＲ３によ
ってインバートする必要はない。

第６図の本発明の第２実施例の回路図は前述の動作を応
用したものであり第３図に示した排他的論理オア群ＦＯ
Ｒ３が無くても同し動作出力となる。このとき割算器Ｄ
ＩＶの各ピッｌ−Ａ＋＋〜ＡＯに入力端子Ｎの各ビン）
Ｎ＋ｔ〜ＮＯが入力しているので前述の第３図に示した
本発明の第１の実施例と比較するとその入力した値は２
倍となる。

しかしながら割算器ＤＩＶの出力は第３図に示した本発
明の実施例と比較すると１ヒント下位へシ１７− ７１〜してリードオンリメモリＲＯＭのアドレスに入力
している。すなわち各ビットＤ１１〜Ｄ１がリードオン
リメモリＲＯＭの各ビットＡＩｏ−へ〇に加わる。これ
は等測的に前述の２を乗算したものと同じである。この
ように、第６図のり−１オンリメモリＲＯＭの記憶容量
は第５図のリードオンリメモリＲＯＭの記憶容量の半分
となる。こればり−ドオンリメモリＲＯＭの波形データ
としては余弦波の半周期のみを格納しておけばよいから
である。

第７図は第６図におけるリードオンリメモリＲＯＭの記
憶波形を変化させたときのリードオンリメモリＲＯＭ部
の回路図である。図示するように、このときのリードオ
ンリメモリＲＯＭの前半にはχ周期の余弦波のデータが
、後半にはそれに続くＡ周期の余弦波の極性反転データ
が格納されている。この極性の反転は割算器ＤＩＶの上
位ビットＤＩ＋が、排他的論理群オア群ＥＯＲａによっ
て反転しさらに加算回路ＡＤＤに入力することによって
等測的になされる。リードオンリメモリ１８− ＲＯＭの後半のＡ周期は、割算器ＤＩＶの最上位ピッ１
−Ｄｌｌがハイレベルとなり、加算回路ＡＤＤの一ヒ位
ビットＡＩｏとキャリー人力Ｃ１，４と排他的論理オア
群ＥＯＲａに入力しているので、排他的論理オア群ＥＯ
ＲａでリードオンリメモリＲＯＭの出力をインバートす
なわち極性反転し、さらに振幅値を等制約に加算回路Ａ
ＤＤで余弦波の振幅の２だけシフトしているので、第６
図におけるリードオンリメモリＲＯＭの出力と同じとな
る。

これはメモリの上位ビットが少ないので、その容量は減
少する。

第８図〜第１１図はＭＸ＝　（１／２）　　・Ｔ。

（１／４）　　・Ｔ、　　（１／８）　　・Ｔ。

（］／１６）　　・Ｔにおけるそれぞれの波形ｆａｔと
そのスペクトラム（ｂｌを示す。第８図〜第１１図の（
δ）の横軸は時間ｔ、縦軸は振幅を示す。第８図〜第１
１図（ｂ）の横軸は周波数ｆ、縦軸はその各周波数の振
幅を示す。

なお、ＭＸ−（１／２）Ｔを変調深さ　１００％とする
。ここで、変調深さが小さいほどその波形は鋸歯状波的
な波形となり、そのスペクトラムも高調波を多く含んだ
波形となる。すなわちＭＸの値の変化に応じてなめらか
にそのスペクトラムが変化する。したがってこのＭＸの
値を時間的に変化させることによって、アナログシンセ
サイザーにおいて鋸歯状波電圧に対し、そのカットオフ
周波数が時間と共に変化するローパスフィルタをかけた
場合と同様の音色変化を得ることができる。

本発明の実施例においてはリードオンリメモリＲＯＭは
余弦波の１周期や％周期であったが、当然Ａ周期の波形
を記憶してもよく、更には余弦波とは限らず例えば三角
波等の他の波形を記憶してもよい。

また、本発明の実施例では割算回路を用いているが、こ
れは掛算回路等演算する機能を有するものでもよい。さ
らにまた１本発明の実施例でばＭＸをＴ／２以下で説明
しているが、ＭＸはＴ／２以上でも使用可能である。

以上のように、本発明によれば、簡単なデジタル回路に
よってスペクトラムの包絡がなめらかに変化する波形を
発生することが可能となる。また鋸歯状波の高次の高調
波を除去した波形を得ることが可能となる。さらにその
高周波成分の変化を時間的に変化させることにより、特
有の音色を有する楽音を発生することも可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例の構成図、第２図は第１図にお
ける波形合成回路の構成図、第３図、第６図、第７図は
それぞれ第１図に示した要部の回路構成図、第４図は第
３図、第６図、第７図における記号の説明図、第８図〜
第１１図（ａｌは本発明の実施例による出力波形図、ｆ
ｂｌはそのスペクトラム図である。４・・・高調波制御信号発生回路　　６・・・加算回路
　　　８・・・波形合成回路　　９・・・割算回路　　
１０・・・波形メモリＥＯＲ１〜Ｅ　ＯＲａ・・・排他的論理オア群ＤＩＶ・
・・ＩＩＪＫＷ　　　　ＣＯＭＰ・・・コンパレータ　
　　Ｒ，ＯＭ・・・リートオンリメモリ特許出願人　　
　　　カシオ計算機株式会社代理人弁理士　　　　大背
　義之２１− 手続補正書（方式）１−′＃昭和５８年５月１−８目特許庁長官　　若　杉　和　夫　′殿１、事件の表示　昭和５７年特許願第２２１２６７Ｑ２
、発明の名称電子楽器の楽音発生方式３、補正をする者事件との関係　　特許出願人住所　東京都新宿区西新宿２丁目６番１号４、代理人　
　［有］１００　　意（０３）　５９１−８７１６５、
補正命令の日付昭和５８年３月９日６、補正の対象願書の代理人の欄及び全文と明細書の図面の簡単な説明
の欄７、補正の内容（１）願書は別紙の通り　（内容に変更なし）（２）明
細書は次の通り訂正する。７、補正の内容明細書第２１頁第１１行目［ける記号の説明図、第８図
〜第１１図＋１１１は本発明」とあるを「ける記号の説
明図、第５図は出力波形図、第８図〜第１１図（ａｌは
本発明」と訂正する。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）波形情報を記憶した記憶手段と、この記憶手段に
記憶された波形情報を読出すためのアドレス信号を順次
生成するアドレス信号生成手段と、前記記憶手段に記憶
された波形情報を修正して読出すための変調信号を生成
する変調信号生成手段と、前記アドレス信号と前記変調
信号とを比較する比較手段と、この比較手段の比較出力
によって、演算態様が変更せしめられる演算手段と、こ
の演算手段からの出力信号にて前記記憶手段をアクセス
せしめる手段とを具備したことを特徴とした電子楽器の
楽音発生方式。
（２）前記変調信号生成手段は、時間経過と共に変化す
る前記変調信号を生成することを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の電子楽器の楽音発生方式。
（３）前記演算手段は、前記アドレス信号と、前記変調
信号とが供給され、前記比較出力によってその演算態様
が変更せしめられて、前記アドレス信号を出力すること
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電子楽器の楽
音発生方式。
（４）前記演算手段は、前記アドレス信号を前記変調信
号にて割算する割算回路であることを特徴とする特許請
求の範囲第３項記載の電子楽器の楽音発生方式。
（５）前記アドレス信号生成手段は、波形の位相角を指
定する位相角情報を均一レートで、前記アドレス信号と
して生成することを特徴とする特許請求の範囲第１項記
載の電子楽器の楽音発生方式。
（６）前記演算手段は排他的論理オア回路を出力に有し
、前記比較出力によって前記排他的論理オア回路の論理
をインバータあるいはバッファーにすることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の電子楽器の波形発生方式
。
（７）前記演算手段は排他的論理オア回路を入力に有し
、前記比較出力によって前記排他的論理オア回路の論理
をインバータあるいはバッファーにすることを特徴とす
る特許請求の範囲第１項記載の電子楽器の波形発生方式
。