JPS5914980B2 - スイツチング・レギユレ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はパルス幅変調により安定した出力電圧が得られ
、かつ過電流保護機能を有するスイッチングレギュレー
タに関し、入力電圧の変動にとも５ なう過電流保護動
作開始点のバラツキを補正するものである。

先に、特願昭５３−２０４８０号（特開昭５４−１１３
８２１号）で提案されたスイッチングレギュレータを第
１図に示し、以下に過電流保護機１０能について説明す
る。

図中、１はブロッキング発振回路、２は出力整流回路、
３は電圧比較器Ａｌ、トランジスタＱ３、抵抗馬からな
る誤差増幅回路、４は制御回路、５は電流検出回路であ
る。

このように構成された１５スイッチングレギュレータは
入力電源Ｅ１から非安定な直流電圧Ｖ７を供給すると出
力端子ａ、ｂ間に安定な所望の直流出力電圧Ｖ。が得ら
れる。第１図に示す回路各部の電圧、電流波形を第２図
に示し、以下に回路動作を説明する。フｏ 図中、イは
トランジスタＱ１のベース入力電流ｉｂ波形、口はトラ
ンジスタＱ１のコレクタ電流ｉｃ波形、ハは電流検出回
路５の出力電圧Ｖｉｃ波形、二は制御回路４の出力電流
ｉＦＢ波形である。

はじめに、第１図の回路が定常動作している場■５ 合
について述べる。今、ブロッキング発振回路１のトラン
ジスタＱ１が導通を開始すると、トランスＴ（１）ｌ次
巻素Ｌｉに電流ｔｃが流入される。このときトランスＴ
の２次巻線Ｌ２の両端に誘起電圧を生じるが、該誘起電
圧に対し出力整流回路２の、ノ０ ダイオードＤ１の極
性は逆方向であるため、トランジスタＱ１のコレクタ電
流ｉｃはほとんど励磁電流’！−Ａ−をとなる。すなわ
ち第２図に示す時刻を。において、トランジスタＱ１が
導通を開始すると同時にコレクタ電流ｌｃの直線的増加
してゆく。

こ・ ｉ５のとき、ブ頭ノキング発振回路１は第２図の
イに示されるベース入力電流ｉｂ波形のように、トラン
ジスタＱ１の導通に必要最少限のベース電流：９一Ｉｃ
ｐ／Ｈｆｇ（但し、Ｂｉ，一丑・ＴＯＮ）のｎ倍の篭流
をベースに供給すれば、トランジスタＱ，は導通する。

またトランジスタＱ１の導通期間中、トランジスタＱ１
は充分なベース電流ＮｉＯ，／Ｈｆｅが供給されたコレ
クタ電流１６を飽和させず、かつコレクタ飽和電圧を充
分に小さくできる。さらに、出力電圧Ｖ。と基準電圧素
子Ｅｒの基準電圧との偏差値に相応した誤差増幅回路３
からの出力、すなわち電圧比較器Ａ２の反転入力端子与
えられる電圧Ｖは、出力電圧Ｖ。が上昇すると前記電圧
υが下降するごとく制御されている。電流検出回路５が
出力するコレクタ電流１６（但し、≧？−[メO：卵？＝
≠品加されている。

制御回路４において、電圧比較器Ａ２の非反転入力端子
に与えられる電圧内。と反転入力端子に与えられる電圧
は比較されψ。〉Ｕなる関係を有するとき、トランジス
タＱ２は導通し、ひ，。＜Ｖなる関係を有するとき、ト
ランジスタＱ２は遮断されるようになされている。しし
たがつて上述の如く、トランジスタＱ１のコレクタ電流
１。は直線的に増加してゆくため、コレクタ電流１６に
比例した電圧せＩ。も直線的に増加する。第２図に示す
時刻ｔ１においてびＩＯとＶの関係はＶｉＯ＞ｖとなり
、この結果トランジスタＱ２は導通して、第２図の二に
示すようなトランジスタＱ２のコレクタ電流１Ｆｅが流
れる。前記コレクタ電流１ＦＳはトランジスタＱ１に流
れ込むベース電流１ｂを全て打ち消す方向に働き、かつ
トランジスタＱ１に残存する蓄積キヤリヤまでもすばや
く消滅させることができる。すなわち電流検出回路５の
出力電圧′７Ｊ１６が誤差増幅回路３の出力電圧νを越
えると、トランジスタＱ２が導通してトランジスタＱ１
は急速に遮断する。第１図の回路は第２図のイに示され
るベース電流１ｂ波形のごとく、トランジスタＱ１の導
通時に必要なベース電流値に対し充分なベース電流Ｎｌ
ｅｐ／Ｈｆｅを供給することにより、コレクタ飽和電圧
を抑えて、コレクタ損失を減少させる。

またトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩＯが出力電圧の
安定化に相応したピーク値に到達する時点、すなわち第
２図に示す時刻Ｔ２において、電流検出回路５でコレク
タ電流ピーク値１０ｒを検出し、その検出信号により制
御回路４を動作させて、強制的にトランジスタＱ１を遮
断するようにすれば、トランジスタＱ１の遮断時におけ
るコレクタ損失をさらに減少させることができ、これに
よりスイツチングレギユレータ電力変換効率を高めるこ
とができる。さらにトランジスタＱ１の遮断時における
キヤリヤ蓄積時間を著しく短縮できるため、最大発振周
波数を高めることができ、これによりスイツチングレギ
ユレータのパルス幅変調範囲を広くとることができる。
したがつて第１図は負荷範囲を軽負荷側に広げることが
でき、しかも軽負荷時の周波数限界による出力電圧。の
異常な上昇を防止して、出力電圧。の安定度を向上させ
ている。第１図に示すスイツチングレギユレータの発振
状態におけるトランジスタＱ１の導通時間ＴＯＮは（１
）式で表わされる。

但し、Ｌ１は１次巻線のインダクタンス、Ｒ５は電流検
出用抵抗、Ｖ１は入力電圧、ぴは誤差増幅回路出力であ
る。

（１）式から明らかなように、トランジスタＱ１の導通
時間ＴＯＮは誤差増幅回路３の出力びの関数であり、プ
ロツキング発振回路１において負荷変動、入力変動等の
要因に対しパルス幅変調さわた発振作用をすることによ
り、トランスＴに蓄積する励磁エネルギを制御して出力
電圧ｏを安定化している。さらに、このスイツチングレ
ギユレータは、特別に解電流保護回路用の部品を組み込
むことなく、以下に説明するような過電流保護機能を果
している。

前述したように、第１図の回路は出力電流１。

に対し出力電圧Ｖ。を安定化させるため、前記（１）式
に基き、基準電圧素子Ｅｒの基準電圧と出力電圧Ｖ。の
偏差値に応じて得られる誤差増幅回路出力ぴによつてプ
ロツキング発振回路１の導通時間ＴＯＮを制御している
。しかしながら、誤差増幅回路３の供給電源は出力電圧
。から与えられているため、誤差増幅回路出力ｖの動作
範囲は出力電圧Ｖ。によつて制限を受ける。すなわち、
誤差増幅回路出力０と出力電圧。の関係は、び≦ｏであ
るため、出力電流１。が増加するとともに増加する導通
時間ＴＯＮが（２）式の関係になつたときその増加は制
限される。第１図の回路において、上記（２）式を満足
した後、出力電流１。

を増加したとき、すなわち過電流時における出力電圧。
と出力電流１。の関係について述べる。ここで、トラン
ジスタＱ１が遮断されたとき、トランスＴに蓄積された
励磁エネルギは出力整流回路２から（３）式で示される
出力電圧Ｖ。として取り出される。但し、整流タイオー
トＤ１の順方向電圧降下はないものとしている。

したがつて、入力電力Ｐｉは（４）式、出力電力Ｐ。は
（５）式で表わされる。一般に電力変換効率が１００％
と仮定すると、入力電力Ｐｌと出力電力Ｐ。は等しいた
め、（４），（５）式よりトランジスタＱ１の導通時間
ＴＯＮと遮断時間ＴＯＦＦの比はさらに（２），（６）
式より、過電流検出時におけるトランジスタＱ１の遮断
時間ＴＯＦＦ＝・・・・・・・・・ （７）となる。

すなわち（２），（３），（７）式よりＴＯＮ，ｔＯＦ
Ｆを消去すれば、過電流検出時における出力電圧Ｖ。

と負荷抵抗ＲＬの関係は１・・・・・・・・・ （８）
となる。

また出力電圧。と出力電流１。の関係はＶ。＝ＩＯＲＬ
であり、この結果出力電流１。は１．・・・ （９）と
なる。

したがつて（８），（９）式より負荷抵抗ＲＬを消去す
れば、出力電圧Ｖ。

と出力電流１。の関係は下記ＵＯ）式のごとくなる。・
・・・・・・・・ （代） さらにこの関係は第３図に示すように出力電圧ＶＯ−Ｉ
，／←？出力電流。

＝？５を漸近線とする双曲線関数となる。（代）式が成
立するのは、前述のごとく誤差増幅回路３の出力Ｖと出
力電圧鳩の関係がυ＝ＶＯの場合であり、またぴ＝ｏの
場合、すなわち出力電流１。が解電流でないときは、前
記（３）式より出力電圧Ｖ。は基準電圧素子Ｅ〒の基準
電圧によつて制御されて安定化される。すなわち第３図
において、出力電圧がＶ。＞Ｏ、出力電流がＩＯ＞Ｏの
場合、出力電圧Ｖ。と出力電部１。の関係は前記の（３
）式と（自）式を組み合せることになり、この結果第４
図に示すような過電部保護機能、所謂フの字特性を得る
ことができる。次に第４図に示す出力電圧Ｖ。

と出力電流１。の関係について簡単に説明する。出力電
流１。

の範囲が定格値以内で、しかも誤差増幅回路３の出力υ
が、出力整流回路２から得られる直流出力電圧と基準電
圧素子Ｅｒの基準電圧の偏差値に比例した動作範囲内の
場合、ＶＯ−１０の関係はＰ−Ｑ線となり、前記（３）
式に基ずいて出力電圧Ｖ。は安定化される。これに対し
、出力電流１。の範囲が定格値以外、すなわち過電流状
態で、しかも誤差増幅回路３に与える供給電圧、すなわ
ち出力端Ａ，ｂ間に得られる直流出力電圧。によつて動
作範囲が制限されている場合、ＶＯｌＯの関係はＱ−０
曲線となり、前記ＵＯ）式に基ずいて出力電流。は制御
される。したがつて、第１図の回路は第４図に示すＰ−
Ｑ−０曲線のような過電流保護機能、所謂フの字特性を
得ることができる。しかしながら、前記００）式からも
理解できるよう電圧Ｖｉの関数であるため、入力電圧の
変動にともない前記負荷電流値は、第４図に示すように
入力電圧Ｖｉが低くなつた場合、過電流保護開始点ｑに
、また逆に入力電圧Ｖｉが高くなつた場合、過電流保護
開始点Ｑ′５に変動してしまい、高精度なスイツチング
レギユレータの設計が困難であり、かつ解電流保護機能
としても必ずしも充分とは言えなかつた。

本発明は上述の如き欠点を除き、かつ過電流保護動作を
開始する負荷電流値の入力変動によるバラツキを補正し
た高精度のスイツチングレギユレータを提供することを
目的と，している。

すなわち本発明は、トランスの１次巻線、発振トランジ
スタのコレクタ・エミツタ間、電流検出回路との第１の
直列回路を直流入力電源に接続し、コンデンサと抵抗の
並列回路と前記トランスの帰還巻線との第２の直列回路
を発振トランジスタのベース・エミツタ間に接続し、電
流検出回路は１次巻線の電流に比例した電流を検出する
第１の回路部分と帰還巻線に生じる誘起電圧を整流、平
滑して得られる電流電圧を該第１の回路部分に加えて電
流検出回路の出力とする第２の回路部分からなり、１次
巻線、発振トランジスタおよび第２の直列回路とで構成
される弛張発振回路と、前記トランスの２次巻線の交流
出力を整流する整流回路と該整流回路から得られる直流
出力電圧と基準電圧を比較しその偏差値に相応した出力
を得ると共に前記整流回路の直流出力電圧に比例する電
圧によつて出力電圧の上限が制限される誤差増幅回路と
、前記電流検出回路と誤差増幅回路の各出力を比較する
電圧比較回路を含み電流検出回路の出力 ｊが誤差増幅
回路の出力を越えたときのみ前記弛張発振回路の断続状
態のうち続状態を断状態に転じるトリガ信号を弛張発振
回路の発振トランジスタのベースに印加する制御回路と
からなることを特徴とする。

次に本発明の一実施例を第５図に示し、以下これについ
て説明する。

図中、１１は断状態に転じるトリガ信号を外部から得る
プロツキング発振回路で、トランスＴの１次巻線Ｌ１お
よび帰還巻線Ｌ３、ベース抵抗Ｒ１、ベースコンデンサ
Ｃ１、起動抵抗Ｒ２、トランジスタＱ１からなる。

１２は出力整流回路で、トランスＴの２次巻線Ｌ２、ダ
イオードＤぃ平滑コンデンサＣ２からなる。

１３は誤差増幅回路で、基準電圧素子Ｅｒと電圧比較器
Ａ１からなる。

１４は制御回路で、電圧比較器Ａ２とトランジスタＱ２
からなる。

１５は電流検出回路で、前記帰還巻線Ｌ３ダイオードＤ
２、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ３およびＲ４からなる。

以上の構成において、主回路の動作は第１図の回路と同
じであるので説明を省略し、以下に電流検出回路１５の
動作について説明する。

入力電源ＥｉからトランスＴの１次巻線Ｌ１に電流が流
入されると、トランスＴの帰還巻線Ｌ３に前記電流に比
例して誘起電圧を発生する。

これによりトランジスタＱ１の導通をさらに深めるとと
もに、帰還巻線Ｌ３に生じる誘起電圧をダイオードＤ２
およびコンデンサＣ３で整流、平滑して直流電圧とし、
該直部電圧を抵抗Ｒ２およびＲ４で分圧している。抵抗
Ｒ４の両端に生じる電圧をＶＲ、トランジスタＱ，のコ
レクタ電流１０を検出する抵抗Ｒ５の両端圧をＶｌ６と
すると、電流検出回路１５の出力Ｖ′ａは抵抗Ｒ４の両
端電圧Ｖ２と抵抗現の両端″亀圧νＩＯを重畳した電圧
Ｖａ＝ＶｉＯ＋ＶＲとなる。ここで、抵抗Ｒ４の両端電
圧１ｆＲは００式で表わされ、また抵抗Ｒ５の両端電圧
ｖ″１０は（自）式で表わされる。

但し、Ｖｉは入力電圧、Ｌ１は１次巻線のインダクタン
ス、Ｎ１は１次巻線の巻線数、Ｎ３は帰還巻線の巻線数
、Ｒ３，Ｒ４，Ｒ，は各抵抗値であり、整流ダイオード
Ｄ２の順方向電圧降下はないものとしている。

したがつて、本発明は第１図の回路における電流検出回
路５の出力Ｖｉぃ所謂（自）式の電圧ＶｉＯの変動分を
（自）式の電圧ｐで補正する。

次に第６図に第５図の回路各部の動作電圧電流波形を示
し、過電流保護動作について具体的に説明する。

第５図の回路において、電流検出回路１５の出カル“ａ
が誤差増幅回路１３の出力ぴと等しくなつたとき、過電
流保護動作を開始するように動作条件を設定すれば、前
述したように各出力の関係が１ｔ′ａ＞ｖとなつたとき
、速やかに制御回路１４が動作して過電橋保護機能が働
く。

第６図において、時間Ｔ，Ｏ−Ｔｌ２はトランジスタＱ
１の導通時間ＴＯＮであり、時間Ｔ，２〜Ｔ，３はトラ
ンジスタＱ，の遮断時間ＴＯＦＦである。

今、時刻ＴｌＯでトランジスタＱ１は導通するとともに
、コレクタ電流１。は直線的に増加してゆくため、コレ
クタ電流１。に比例した電圧／Ｌ／．ＩＯも直線的に増
加する。入力電圧ｉに応じて与えられる電圧Ｒａに前記
電圧Ｖ−１０を重畳した電圧、所謂電流検出回路１５の
出力υａと、誤差増幅回路１３の出力νとの関係は、時
刻Ｔｌｌでν・ｃ＞ｖとなり、この結果制御回路１４の
トランジスタＱ２のコレクタ電流１ＦＲが流れ、トラン
ジスタＱ１は強性的に遮断される。時刻Ｔｌ２において
、トランジスタＱ１は遮断されるとともに、コレクタ電
流１。は流れなくなる。しかしながら、電流検出回路１
５の出力Ｖａは第６図のハに示す電圧波形となり、前記
電圧ｈを取り出すトランスＴの帰還巻線Ｌ３の両端には
、トランジスタＱ１が導通したとき正電圧が得られるよ
うになされているため、入力電圧Ｖｌの上昇とともに、
電圧ＶＲが上昇する。したがつて、入力電圧Ｖｉが変動
するとともに前記電圧′Ｖ′Ｒが変化するが、電流検出
回路１５の出力ｔ／ａ（但し、′７／′ａ−′Ｌ／′Ｒ
＋νト）を一定に保つように動作するた、前記電圧つへ
にともない電圧１７′ＩＯが変化する。これにより、こ
の実施例は誤差増幅回路１３の出力ｖを略一定にでき、
この結果過電流保護開始点Ｑのバラツキを補正する。ま
た、第７図のＩ。

−ｏ特性において、入力電圧ｉが上昇した場合、解電流
保護開始点Ｑを点♂とすることができ、逆に入力電圧ｌ
が降下した場合、前記開始点Ｑを点Ｑ″とすることがで
きる。これにより、過電流保護動作を開始する負荷電流
値は、略一定にでき、しかも過電流保護動作開始点Ｑに
おける電力も一定にできる。すなわち、第５図の電流検
出回路１５内の抵抗Ｒ３とＲ４における分圧比により、
電流検出回路１５の出力六が一定となるように、電圧サ
Ｒで電圧νＩＯを補償すれば、従来の回路で生じていた
過電流保護動作開始点の変動（バラツキ）を補正できる
。

以上に説明した実施例はプロツキング発振回路を用いた
自励式スイツチングレギユレータについて述べたが、本
発明は他励式スイツチングレギユレータに適用しても上
述と同様な効果が期待できる。

本発明によれば、発振方式にかかわらず、電力変換効率
が優れ、かつ特徴な過電流保護回路用の部品を組み込む
ことなく、確実に過電流保護機能を働かせることのでき
るスイツチングレギユレータを提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図：従来例を示す回路図第２図：第１図の回路各部
の動作電圧、電流波形を示す図第３図：第１図の説明に
供する図第４図：第１図における出力電圧。 と出力電流１。の関係を示す回路図第５図：本発明の一
実施例を示す回路図第６図：第５図の回路各部の動作電
圧、電流波形を示す図第７図：第５図における出力電圧
。と出力電流１０の関係を示す図。１１・・・・・・プ
ロツキング発振回路、１２・・・・・・出力整流回路、
１３・・・・・・誤差増幅回路、１４・・・・・・制御
回路、１５・・・・・・電流検出回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ トランスの１次巻線、発振トランジスタのコレクタ
   ・エミッタ間、電流検出回路との第１の直列回路を直流
   入力電源に接続し、コンデンサと抵抗の並列回路と前記
   トランスの帰還巻線との第２の直列回路を発振トランジ
   スタのベース・エミッタ間に接続し、電流検出回路は１
   次巻線の電流に比例した電流を検出する第１の回路部分
   と帰還巻線に生じる誘起電圧を整流、平滑して得られる
   直流電圧を該第１の回路部分に加えて電流検出回路の出
   力とする第２の回路部分からなり、１次巻線発振トラン
   ジスタおよび第２の直列回路とで構成される弛張発振回
   路と、前記トランスの２次巻線の交流出力を整流する整
   流回路と、該整流回路から得られる直流出力電圧と基準
   電圧を比較しその偏差値に相応した出力を得ると共に前
   記整流回路の直流出力電圧に比例する電圧によつて出力
   電圧の上限が制限される誤差増幅回路と、前記電流検出
   回路と誤差増幅回部の各出力を比較する電圧比較回路を
   含み電流検出回路の出力が誤差増幅回路の出力を越えた
   ときのみ前記弛張発振回路の断続状態のうち続状態を断
   状態に転じるトリガ信号を弛張発振回路の発振トランジ
   スタのベースに印加する制御回路とからなることを特徴
   とするスイッチングレギュレータ。