JPS5915416B2 - 移動無線機 - Google Patents
移動無線機Info
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- JPS5915416B2 JPS5915416B2 JP55131537A JP13153780A JPS5915416B2 JP S5915416 B2 JPS5915416 B2 JP S5915416B2 JP 55131537 A JP55131537 A JP 55131537A JP 13153780 A JP13153780 A JP 13153780A JP S5915416 B2 JPS5915416 B2 JP S5915416B2
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- JP
- Japan
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- frequency
- angle
- output
- synthesizer
- signal
- Prior art date
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- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transceivers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は自動車電話用移動無線機等、送信部と受信部と
複数の無線チャネルを切替える局部発振器としての機能
をもち、位相同期ループから構成されるシンセサイザを
有し、角度変調方式を用いる移動無線機に関するもので
ある。
複数の無線チャネルを切替える局部発振器としての機能
をもち、位相同期ループから構成されるシンセサイザを
有し、角度変調方式を用いる移動無線機に関するもので
ある。
従来、この種の移動無線機は第１図に示す様に構成され
ており、１はアンテナ、２は送受分波器、３は変調信号
入力端子、４は瞬時周波数偏移匍擲回路（以下ＩＤＣと
略す）、５はスプラツタフイルタ、６は角度変調器、７
は送信ミクサ、８は電力増幅器、９は前置増幅器、１０
は受信第１ミクサ、１１は帯域通過フィルタ、１２は受
信第２ミクサ、１３は局部発振器、１４は選択度を確保
するための帯域通過フィルタ、１５は角度復調器、１６
は復調信号出力端子、１７はシンセサイザ、１８は基準
発振器、１９は位相比較器、２０はループフィルタ、２
１は電圧制御発振器、２２は可変分周器である。
ており、１はアンテナ、２は送受分波器、３は変調信号
入力端子、４は瞬時周波数偏移匍擲回路（以下ＩＤＣと
略す）、５はスプラツタフイルタ、６は角度変調器、７
は送信ミクサ、８は電力増幅器、９は前置増幅器、１０
は受信第１ミクサ、１１は帯域通過フィルタ、１２は受
信第２ミクサ、１３は局部発振器、１４は選択度を確保
するための帯域通過フィルタ、１５は角度復調器、１６
は復調信号出力端子、１７はシンセサイザ、１８は基準
発振器、１９は位相比較器、２０はループフィルタ、２
１は電圧制御発振器、２２は可変分周器である。
送信部においては、先ず、３の変調信号入力端子に音声
又はデータ信号である変調信号を入力し、４のＩＤＣで
システムに許容される最大周波数偏移の変調信号に振幅
制限し、５のスプラツタフイルタで不要な高域成分を充
分減衰させる。
又はデータ信号である変調信号を入力し、４のＩＤＣで
システムに許容される最大周波数偏移の変調信号に振幅
制限し、５のスプラツタフイルタで不要な高域成分を充
分減衰させる。
次に６の角度変調器で位相変調波あるいは周波数変調波
なる角度変調波を発生させ、得られた角度変調波を所要
の周波数帯、指定された無線チャネルの角度変調波とす
るために、Ｔの送信ミクサでシンセサイザ出力と周波数
混合する。最後に８の電力増幅器で電力増幅し、２の送
受分波器を通し、１のアンテナから送信波を放射する。
また受信部においては、先ず、１のアンテナで受信した
受信波を２の送受分波器を通し、９の前置増幅器で増幅
し、１０の受信第１ミクサでシンセサイザ出力と周波数
混合し、第１中間周波数の角度変調波に周波数変換する
。
なる角度変調波を発生させ、得られた角度変調波を所要
の周波数帯、指定された無線チャネルの角度変調波とす
るために、Ｔの送信ミクサでシンセサイザ出力と周波数
混合する。最後に８の電力増幅器で電力増幅し、２の送
受分波器を通し、１のアンテナから送信波を放射する。
また受信部においては、先ず、１のアンテナで受信した
受信波を２の送受分波器を通し、９の前置増幅器で増幅
し、１０の受信第１ミクサでシンセサイザ出力と周波数
混合し、第１中間周波数の角度変調波に周波数変換する
。
次に得られた第１中間周波数の角度変調波を１１の帯域
通過フイルタで不要波を除去する。この１１のフイルタ
では隣接チヤネルとの選択度を確保することは難しいの
で通常更に１２の受信第２ミクサと１３の局部発振器出
力とで第２中間周波数の角度変調波に周波数変換する。
次に１４の選択度を確保する帯域通過フイルタで不要波
を除去し、隣接チヤネルとの選択度を得る。１４の出力
を１５の角度復調器によりＰＭ復調あるいはＦＭ復調し
、復調信号を得、１６の復調信号出力端子に出力する。
通過フイルタで不要波を除去する。この１１のフイルタ
では隣接チヤネルとの選択度を確保することは難しいの
で通常更に１２の受信第２ミクサと１３の局部発振器出
力とで第２中間周波数の角度変調波に周波数変換する。
次に１４の選択度を確保する帯域通過フイルタで不要波
を除去し、隣接チヤネルとの選択度を得る。１４の出力
を１５の角度復調器によりＰＭ復調あるいはＦＭ復調し
、復調信号を得、１６の復調信号出力端子に出力する。
１７のシンセサイザは位相比較器１９、ループフイルタ
２０、電圧制御発振器２１、可変分周器２２から成り、
位相同期ループを形成しており、１８の基準発振器の位
相に同期した出力が得られる。
２０、電圧制御発振器２１、可変分周器２２から成り、
位相同期ループを形成しており、１８の基準発振器の位
相に同期した出力が得られる。
出力の周波数は可変分周器の分周数によつて制御できる
。移動無線機はその本質上、小形かつ低消費電力である
ことが常に要求される。
。移動無線機はその本質上、小形かつ低消費電力である
ことが常に要求される。
本発明は従来の技術の上記欠点を改善するもので、その
目的は移動無線機のより一層の小形化、低消費電力化を
実現することにあり、シンセサイザを複数の無線チヤネ
ル切替用の局部発振器としてだけでなく、角度変調器と
しても同時に用いるもので、そのひとつの特徴は、送信
部と受信部と複数の無線チヤネルを切替える局部発振器
としての機能をもち、位相同期ループから構成されるシ
ンセサイザを有し、位相変調あるいは周波数変調方式に
よる角度変調方式を用いる移動無線機において、シンセ
サイザが位相比較器とループフイルタと電圧制御発振器
と可変分周器による位相同期ループから構成され、該シ
ンセサイザのループフイルタ又は位相比較器の出力に変
調信号を重畳して角度変調波を発生させ、送信部では該
角度変調波を電力増幅して送信するとともに、受信部で
はシンセサイザ出力との周波数混合により中間周波数に
周波数変換された受信波に対して、その受信波の瞬時周
波数に追随してフイルタの中心周波数を可変させる選択
度を確保する帯域通過フイルタと、それに後置したＰＭ
復調器あるいはＦＭ復調器による角度復調器の出力から
変調信号を除去する手段を有するごとき移動無線機にあ
る。
目的は移動無線機のより一層の小形化、低消費電力化を
実現することにあり、シンセサイザを複数の無線チヤネ
ル切替用の局部発振器としてだけでなく、角度変調器と
しても同時に用いるもので、そのひとつの特徴は、送信
部と受信部と複数の無線チヤネルを切替える局部発振器
としての機能をもち、位相同期ループから構成されるシ
ンセサイザを有し、位相変調あるいは周波数変調方式に
よる角度変調方式を用いる移動無線機において、シンセ
サイザが位相比較器とループフイルタと電圧制御発振器
と可変分周器による位相同期ループから構成され、該シ
ンセサイザのループフイルタ又は位相比較器の出力に変
調信号を重畳して角度変調波を発生させ、送信部では該
角度変調波を電力増幅して送信するとともに、受信部で
はシンセサイザ出力との周波数混合により中間周波数に
周波数変換された受信波に対して、その受信波の瞬時周
波数に追随してフイルタの中心周波数を可変させる選択
度を確保する帯域通過フイルタと、それに後置したＰＭ
復調器あるいはＦＭ復調器による角度復調器の出力から
変調信号を除去する手段を有するごとき移動無線機にあ
る。
以下図面により実施例を説明する。
第２図に本発明の実施例を示す。
１はアンテナ、２は送受分波器、３は変調信号入力端子
、４はＩＤＣｌ５はスプラツタフイルタ、８は電力増幅
器、９は前置増幅器、１０は受信第１ミクサ、１１は帯
域通過フイルタ、１２は受信第２ミクサ、１３は局部発
振器、１５は角度変調器、１６は復調信号出力端子、１
７はシンセサイザ、１８は基準発振器、１９は位相比較
器、２０はループフイルタ、２１は電圧制御発振器、２
２は可変分周器、２３制御信号（２４の出力）によつて
中心周波数を可変する選択度を確保する中心周波数可変
帯域通過フイルタ、２４はＦＭ復調器、２５は１５の出
力から変調信号を除去する変調信号除去回路である送信
部においては先ず、３の変調信号入力端子に音声又はデ
ータ信号である変調信号ｍ′（ｔ）を入力し、４のＤＣ
でシステムに許容される最大周波数偏移の変調信号に振
幅制限し、５のスプラツタフイルタで不要な高域成分を
充分減衰させる。
、４はＩＤＣｌ５はスプラツタフイルタ、８は電力増幅
器、９は前置増幅器、１０は受信第１ミクサ、１１は帯
域通過フイルタ、１２は受信第２ミクサ、１３は局部発
振器、１５は角度変調器、１６は復調信号出力端子、１
７はシンセサイザ、１８は基準発振器、１９は位相比較
器、２０はループフイルタ、２１は電圧制御発振器、２
２は可変分周器、２３制御信号（２４の出力）によつて
中心周波数を可変する選択度を確保する中心周波数可変
帯域通過フイルタ、２４はＦＭ復調器、２５は１５の出
力から変調信号を除去する変調信号除去回路である送信
部においては先ず、３の変調信号入力端子に音声又はデ
ータ信号である変調信号ｍ′（ｔ）を入力し、４のＤＣ
でシステムに許容される最大周波数偏移の変調信号に振
幅制限し、５のスプラツタフイルタで不要な高域成分を
充分減衰させる。
５の出力をｍ（ｔ）とすると、ｍ（ｔ）をシンセサイザ
を構成するループフイルタの出力（又は位相比較器１９
の出力）に重畳して位相同期ループで角度変調波を発生
させる。
を構成するループフイルタの出力（又は位相比較器１９
の出力）に重畳して位相同期ループで角度変調波を発生
させる。
位相同期ループを用いて角度変調波を得ることは既知で
あり、変調信号ｍ（ｔ）に含まれる最大周波数成分をＦ
ｍａｘ，位相同期ループの自然周波数をＦＯとすると、
ＦｒｒｌａＸ＜Ｆｎのとき位相変調器、ＦｒｒｌａＸ＞
Ｆｎのとき周波数変調器として動作する。変調信号を位
相変調波で送信するとすると、このときのシンセサイザ
出力Ｔ（ｔ）はＴ（ｔ）＝ＣＯｓ〔２πＦｔｔ＋βｍ（
ｔ）〕 ・・・・・・・・・（１）で与えられる。こ
こでＦ，はシンセサイザ出力の搬送周波数、βはＩｍ（
ｔ）１≦ｌとすると変調指数である。Ｔ（ｔ）を８の電
力増幅器で電力増幅し、２の送受分波器を通し、１のア
ンテナから送信波として放射する。
あり、変調信号ｍ（ｔ）に含まれる最大周波数成分をＦ
ｍａｘ，位相同期ループの自然周波数をＦＯとすると、
ＦｒｒｌａＸ＜Ｆｎのとき位相変調器、ＦｒｒｌａＸ＞
Ｆｎのとき周波数変調器として動作する。変調信号を位
相変調波で送信するとすると、このときのシンセサイザ
出力Ｔ（ｔ）はＴ（ｔ）＝ＣＯｓ〔２πＦｔｔ＋βｍ（
ｔ）〕 ・・・・・・・・・（１）で与えられる。こ
こでＦ，はシンセサイザ出力の搬送周波数、βはＩｍ（
ｔ）１≦ｌとすると変調指数である。Ｔ（ｔ）を８の電
力増幅器で電力増幅し、２の送受分波器を通し、１のア
ンテナから送信波として放射する。
送信波Ｔ（ｔ）の信号帯域Ｂは最大周波数偏移をΔＦと
するとカールソンの法則よりＢ＝２（ΔＦ＋Ｆｍａ）ｃ
） （２）で与えられる。
するとカールソンの法則よりＢ＝２（ΔＦ＋Ｆｍａ）ｃ
） （２）で与えられる。
また受信部においては、１のアンテナで受信した位相変
調波であると受信波をＲ（ｔ）とし、Ｒ（ｔ）を次式で
表わす。
調波であると受信波をＲ（ｔ）とし、Ｒ（ｔ）を次式で
表わす。
Ａ３レ〜！′▼νｖ＼−ＩＶ晶１―奪１−１１′／１１
。
。
４でＦ，は受信周波数、α（ｔ）（Ｉα（ｔ）１１≦Ｉ
とする）は受信部で復調したい復調信号、βは変調指数
である。
とする）は受信部で復調したい復調信号、βは変調指数
である。
Ｒ（ｔ）の信号帯域も送信波Ｔ（ｔ）と同じくＢで与え
られる。Ｒ（ｔ）が２の送受分波器、９の前置増幅器を
通り、１０の受信第１ミクサで局部発振器のシンセサイ
ザ１７の出力と周波数混合し、第１中間周波数Ｆｌｌ＝
Ｆｒ−ｆ１の位相変調波Ｐ（ｔ）に周波数変換する。Ｐ
（ｔ）は（１），（３）よりＰ（ｔ）＝ＣＯｓ〔２πＦ
Ｉｌｔ＋β｛α（ｔ）−ｍ（ｔ）｝〕 （４）で与えら
れ、α（ｔ）とｍ（ｔ）の２波で位相変調をうけた波と
なる。従つてＰ（ｔ）の信号帯域はＢではなく、２Ｂに
拡がる。Ｐ（ｔ）を１１の帯域通過フイルタを通し、更
に１２の受信第２ミクサで１３の局部発振出力と周波数
混合し、第２中間周波数Ｆｌ２の位相変調波Ｐｊｔ）に
周波数変換する。Ｐ′（ｔ）＝ＣＯｓ〔２πＦｌ２ｔ＋
β｛α（ｔ）−ｍ（ｔ）Ｄ（５）Ｐ′（ｔ）も同様に２
Ｂの信号帯域をもつ。
られる。Ｒ（ｔ）が２の送受分波器、９の前置増幅器を
通り、１０の受信第１ミクサで局部発振器のシンセサイ
ザ１７の出力と周波数混合し、第１中間周波数Ｆｌｌ＝
Ｆｒ−ｆ１の位相変調波Ｐ（ｔ）に周波数変換する。Ｐ
（ｔ）は（１），（３）よりＰ（ｔ）＝ＣＯｓ〔２πＦ
Ｉｌｔ＋β｛α（ｔ）−ｍ（ｔ）｝〕 （４）で与えら
れ、α（ｔ）とｍ（ｔ）の２波で位相変調をうけた波と
なる。従つてＰ（ｔ）の信号帯域はＢではなく、２Ｂに
拡がる。Ｐ（ｔ）を１１の帯域通過フイルタを通し、更
に１２の受信第２ミクサで１３の局部発振出力と周波数
混合し、第２中間周波数Ｆｌ２の位相変調波Ｐｊｔ）に
周波数変換する。Ｐ′（ｔ）＝ＣＯｓ〔２πＦｌ２ｔ＋
β｛α（ｔ）−ｍ（ｔ）Ｄ（５）Ｐ′（ｔ）も同様に２
Ｂの信号帯域をもつ。
シンセサイザ１７に変調をかけない第１図の構成におい
ては１２の受信第２ミクサの後に、隣接チヤネルとの選
択度を確保するために帯域幅Ｂの帯域通過フイルタ１４
を用いていたが、本発明の実施例においてはＰ′（ｔ）
が２Ｂの信号帯域をもつために、帯域幅Ｂの帯域通過フ
イルタを用いることはできない。一般的に、角度変調波
はそのスペクトルが瞬時においては信号帯域全体にわた
つて分布することはなく、瞬時的には角度変調波の瞬時
周波数付近のもつと狭い帯域を占有しており、ほぼ変調
信号の変化の速さで信号帯域内を行つたり来たりしてい
ると考えることができる。この性質を利用すると、Ｐ′
（ｔ）の選択度をとるための帯域通過フイルタの帯域幅
を信号帯域２Ｂより小さくすることができ、そのために
は帯域通過フイルタの中心周波数をＰ′（ｔ）の瞬時周
波数に追随させる必要がある。２３の選択度を確保する
中心周波数可変帯域通過フイルタ（帯域幅Ｂ′とする）
と２４のＦＭ復調器とのフイードバツクループはこの様
な動作を行なうもので、２３の帯域通過フイルタの中心
周波数はＰ′（ｔ）の瞬時周波数に比例した量を与える
２４のＦＭ復調器で制御される。
ては１２の受信第２ミクサの後に、隣接チヤネルとの選
択度を確保するために帯域幅Ｂの帯域通過フイルタ１４
を用いていたが、本発明の実施例においてはＰ′（ｔ）
が２Ｂの信号帯域をもつために、帯域幅Ｂの帯域通過フ
イルタを用いることはできない。一般的に、角度変調波
はそのスペクトルが瞬時においては信号帯域全体にわた
つて分布することはなく、瞬時的には角度変調波の瞬時
周波数付近のもつと狭い帯域を占有しており、ほぼ変調
信号の変化の速さで信号帯域内を行つたり来たりしてい
ると考えることができる。この性質を利用すると、Ｐ′
（ｔ）の選択度をとるための帯域通過フイルタの帯域幅
を信号帯域２Ｂより小さくすることができ、そのために
は帯域通過フイルタの中心周波数をＰ′（ｔ）の瞬時周
波数に追随させる必要がある。２３の選択度を確保する
中心周波数可変帯域通過フイルタ（帯域幅Ｂ′とする）
と２４のＦＭ復調器とのフイードバツクループはこの様
な動作を行なうもので、２３の帯域通過フイルタの中心
周波数はＰ′（ｔ）の瞬時周波数に比例した量を与える
２４のＦＭ復調器で制御される。
２３の帯域幅Ｂ′はＰ′（ｔ）の位相成分に含まれる最
高周波数成分がＦｍａｘであるから、最小Ｂ′＝２ｆｍ
ａｘは必要である。
高周波数成分がＦｍａｘであるから、最小Ｂ′＝２ｆｍ
ａｘは必要である。
以上より２３の選択度を確保する中心周波数可変帯域通
過フイルタの出力はＰ′（ｔ）を歪なく通過させ、かつ
不要波を十分に除去した波が得られる。この出力を１５
の角度復調器でＰＭ復調又はＦＭ復調することにより、
角度復調器の出力ｇ（ｔ）として（５）式より（この場
合はＰＭ復調）、が得られる。ｇ（ｔ）には本来復調信
号として取り出したいα（ｔ）以外に送信部の変調信号
ｍ（ｔ）が含まれている。このため２５で５のスプラツ
タフイルタの出力ｍ（ｔ）を用い、これを除去し、α（
ｔ）を復調信号出力端子１６に出力する。以上述べた様
に、本発明の移動無線機は従来多チヤネル切替用の局部
発振器としての機能しか持たなかつたシンセサイザを角
度変調器としても用いることを特徴としており、その結
果、第１図に示した従来の移動無線機に比べ角度変調器
６、送信ミクサ７が全く必要でなくなり、移動無線機の
大幅な小形化、低消費電力化を促進することが可能とな
る。
過フイルタの出力はＰ′（ｔ）を歪なく通過させ、かつ
不要波を十分に除去した波が得られる。この出力を１５
の角度復調器でＰＭ復調又はＦＭ復調することにより、
角度復調器の出力ｇ（ｔ）として（５）式より（この場
合はＰＭ復調）、が得られる。ｇ（ｔ）には本来復調信
号として取り出したいα（ｔ）以外に送信部の変調信号
ｍ（ｔ）が含まれている。このため２５で５のスプラツ
タフイルタの出力ｍ（ｔ）を用い、これを除去し、α（
ｔ）を復調信号出力端子１６に出力する。以上述べた様
に、本発明の移動無線機は従来多チヤネル切替用の局部
発振器としての機能しか持たなかつたシンセサイザを角
度変調器としても用いることを特徴としており、その結
果、第１図に示した従来の移動無線機に比べ角度変調器
６、送信ミクサ７が全く必要でなくなり、移動無線機の
大幅な小形化、低消費電力化を促進することが可能とな
る。
第２図において１点鎖線で囲んだ部分は２４のＦＭ復調
器と１５の角度復調器と２つの復調器を含んでいるが、
これは一般的に表わしたもので、ＰＭ復調器がＦＭ復調
器と積分器で構成できる点を利用すると１点鎖線の部分
は第３図、又は第４図のように表わすことができる。
器と１５の角度復調器と２つの復調器を含んでいるが、
これは一般的に表わしたもので、ＰＭ復調器がＦＭ復調
器と積分器で構成できる点を利用すると１点鎖線の部分
は第３図、又は第４図のように表わすことができる。
第３図はＰＭ復調出力、第４図はＦＭ復調出力を得たい
場合の構成図である。第３図において２６は積分器であ
る。２３の選択度を確保する中心周波数可変帯域通過フ
イルタは印加電圧によつて容量を可変できる可変容量ダ
イオードを用いて構成可能と考えられる。
場合の構成図である。第３図において２６は積分器であ
る。２３の選択度を確保する中心周波数可変帯域通過フ
イルタは印加電圧によつて容量を可変できる可変容量ダ
イオードを用いて構成可能と考えられる。
また２５の変調信号を除去する変調信号除去回路は時間
遅延を調整し加算又は減算することによつて実現可能と
考えられる。本発明の他の実施例を第５図に示す。
遅延を調整し加算又は減算することによつて実現可能と
考えられる。本発明の他の実施例を第５図に示す。
１はアンテナ、２は送受分波器、３は変調信号入力端子
、４はＩＤＣｌ５はスプラツタフイルタ、８は電力増幅
器、９は前置増幅器、１０は受信第１ミクサ、１１は帯
域通過フイルタ、１５は角度復調器、１６は復調信号出
力端子、１７はシンセサイザ、１８は基準発振器、１９
は位相比較器、２０はループフイルタ、２１は電圧制御
発振器、２２は可変分周器、２３は制御信号（２４の出
力）によつて中心周波数を可変する選択度を確保する中
心周波数可変帯域通過フイルタ、２４はＦＭ復調器、２
５は１５の出力から変調信号を除去する変調信号除去回
路、２７はアナログーデイジタル変換器（以下Ａ−Ｄ変
換器と略す）、２８はデイジタルーアナログ変換器（以
下Ｄ−Ａ変換器と略す）である。
、４はＩＤＣｌ５はスプラツタフイルタ、８は電力増幅
器、９は前置増幅器、１０は受信第１ミクサ、１１は帯
域通過フイルタ、１５は角度復調器、１６は復調信号出
力端子、１７はシンセサイザ、１８は基準発振器、１９
は位相比較器、２０はループフイルタ、２１は電圧制御
発振器、２２は可変分周器、２３は制御信号（２４の出
力）によつて中心周波数を可変する選択度を確保する中
心周波数可変帯域通過フイルタ、２４はＦＭ復調器、２
５は１５の出力から変調信号を除去する変調信号除去回
路、２７はアナログーデイジタル変換器（以下Ａ−Ｄ変
換器と略す）、２８はデイジタルーアナログ変換器（以
下Ｄ−Ａ変換器と略す）である。
送信部、受信部ともＡ−Ｄ変換器から２８のＤ−Ａ変換
器までの部分はデイジタル信号処理技術（以下ＤＳＰ技
術と略す）により第２図のアナログ処理と等価な処理を
行う部分であり、変調信号、受信波は適当なビツト数で
２進符号化されており、フイルタ類はデイジタルフイル
タである。ＤＳＰ技術は乗算器、加算器、遅延器等を用
いたデイジタル演算により、変調、復調、フイルタリン
グ等の信号処理を行うものであり、ＬＳＩ化、無調整化
に適しており、複雑高度な制御機能を実現できるなど多
くの特色を有する。
器までの部分はデイジタル信号処理技術（以下ＤＳＰ技
術と略す）により第２図のアナログ処理と等価な処理を
行う部分であり、変調信号、受信波は適当なビツト数で
２進符号化されており、フイルタ類はデイジタルフイル
タである。ＤＳＰ技術は乗算器、加算器、遅延器等を用
いたデイジタル演算により、変調、復調、フイルタリン
グ等の信号処理を行うものであり、ＬＳＩ化、無調整化
に適しており、複雑高度な制御機能を実現できるなど多
くの特色を有する。
゛従つて、第２図の本発明の移動無線機にＤＳＰ技術を
適用すると、２３の選択度を確保する中心周波数可変帯
域通過フイルタや２５の変調信号除去回路は容易に構成
できかつ特性の良いものを実現できる。デイジタルフイ
ルタは乗算器、加算器、遅延器で構成 二され、そのフ
イルタの特性は乗算機の係数値によつてすべてが決まる
。２３の選択度を確保する中心周波数可変帯域通過フイ
ルタをデイジタルフイルタで構成すると、乗算係数を外
部の制御信号に応じて適宜可変させることによつて容易
に実現で ンき、かつ精度が良い。
適用すると、２３の選択度を確保する中心周波数可変帯
域通過フイルタや２５の変調信号除去回路は容易に構成
できかつ特性の良いものを実現できる。デイジタルフイ
ルタは乗算器、加算器、遅延器で構成 二され、そのフ
イルタの特性は乗算機の係数値によつてすべてが決まる
。２３の選択度を確保する中心周波数可変帯域通過フイ
ルタをデイジタルフイルタで構成すると、乗算係数を外
部の制御信号に応じて適宜可変させることによつて容易
に実現で ンき、かつ精度が良い。
また２５の変調信号除去回路にはエコーキヤンセラ一の
技術や適応制御の技術等が利用でき、特性の良いものを
実現できる。以上説明したように、本発明の移動無線機
は従来多チヤネル切替用の局部発振器としての機能しＪ
か持たなかつたシンセサイザを角度変調器としても用い
る様に構成したものであるから、従来送信部で必要とし
ていた角度変調器、送信ミクサが不要になり、移動無線
機の大幅な小形化、低消費電力化を実現できる利点があ
る。また本発明の移動無線機にＤＳＰ技術を適用するこ
とによつて、シンセサイザに変調かけることによつて生
じる受信部の中心周波数を可変する帯域通過フイルタや
変調信号を除去する機能をより容易かつ融通性をもつて
実現できる利点がある。
技術や適応制御の技術等が利用でき、特性の良いものを
実現できる。以上説明したように、本発明の移動無線機
は従来多チヤネル切替用の局部発振器としての機能しＪ
か持たなかつたシンセサイザを角度変調器としても用い
る様に構成したものであるから、従来送信部で必要とし
ていた角度変調器、送信ミクサが不要になり、移動無線
機の大幅な小形化、低消費電力化を実現できる利点があ
る。また本発明の移動無線機にＤＳＰ技術を適用するこ
とによつて、シンセサイザに変調かけることによつて生
じる受信部の中心周波数を可変する帯域通過フイルタや
変調信号を除去する機能をより容易かつ融通性をもつて
実現できる利点がある。
第１図は従来の移動無線機の構成図、第２図は本発明の
移動無線機の一実施例の構成図、第３図は第２図の一点
鎖線部の他の構成法（ＰＭ復調の場合）、第４図は第２
図の１点鎖線部の他の構成法（ＦＭ復調の場合）、第５
図は本発明の移動無線機の他の一実施例の構成図である
。 １・・・・・・アンテナ、２・・・・・・送受分波器、
３・・・・・・変調信号入力端子、４・・・・・・瞬時
周波数偏移制御回路、５・・・・・・スプラツタフイル
タ、６・・・・・・角度変調器、７・・・・・・送信ミ
クサ、８・・・・・・電力増幅器、９・・・・・・前置
増幅器、１０・・・・・・受信第１ミクサ、１１・・・
・・・帯域通過フイルタ、１２・・・・・・受信第２ミ
クサ、１３・・・・・・局部発振器、１４・・・・・・
選択度を確保する帯域通過フイルタ、１５・・・・・・
角度復調器、１６・・・・・・復調信号出力端子、１７
・・・・・・シンセサイザ、１８・・・・・・基準発振
器、１９・・・・・・位相比較器、２０・・・・・・ル
ープフイルタ、２１・・・・・・電圧制御発振器、２２
・・・・・・可変分周器、２３・・・・・・選択度を確
保する中心周波数可変帯域通過フイルタ、２４・・・・
・・ＦＭ復調器、２５・・・・・・変調信号除去回路、
２６・・・・・・積分器、２７アナログーデイジタル変
換器、２８・・・・・・デイジタルーアナログ変換器。
移動無線機の一実施例の構成図、第３図は第２図の一点
鎖線部の他の構成法（ＰＭ復調の場合）、第４図は第２
図の１点鎖線部の他の構成法（ＦＭ復調の場合）、第５
図は本発明の移動無線機の他の一実施例の構成図である
。 １・・・・・・アンテナ、２・・・・・・送受分波器、
３・・・・・・変調信号入力端子、４・・・・・・瞬時
周波数偏移制御回路、５・・・・・・スプラツタフイル
タ、６・・・・・・角度変調器、７・・・・・・送信ミ
クサ、８・・・・・・電力増幅器、９・・・・・・前置
増幅器、１０・・・・・・受信第１ミクサ、１１・・・
・・・帯域通過フイルタ、１２・・・・・・受信第２ミ
クサ、１３・・・・・・局部発振器、１４・・・・・・
選択度を確保する帯域通過フイルタ、１５・・・・・・
角度復調器、１６・・・・・・復調信号出力端子、１７
・・・・・・シンセサイザ、１８・・・・・・基準発振
器、１９・・・・・・位相比較器、２０・・・・・・ル
ープフイルタ、２１・・・・・・電圧制御発振器、２２
・・・・・・可変分周器、２３・・・・・・選択度を確
保する中心周波数可変帯域通過フイルタ、２４・・・・
・・ＦＭ復調器、２５・・・・・・変調信号除去回路、
２６・・・・・・積分器、２７アナログーデイジタル変
換器、２８・・・・・・デイジタルーアナログ変換器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信部と受信部と複数の無線チャネルを切替える局
部発振器としての機能をもち、位相同期ループから構成
されるシンセサイザを有し、位相変調あるいは周波数変
調方式による角度変調方式を用いる移動無線機において
、シンセサイザが、位相比較器とループフィルタと電圧
制御発振器と可変分周器による位相同期ループから構成
され、該シンセサイザのループフィルタ又は位相比較器
の出力に変調信号を重畳して角度変調波を発生させ、送
信部では該角度変調波を電力増幅して送信するとともに
、受信部ではシンセサイザ出力との周波数混合により中
間周波数に周波数変換された受信波に対して、その受信
波の瞬時周波数に追随してフィルタの中心周波数を可変
させる選択度を確保する帯域通過フィルタと、それに後
置したＰＭ復調器あるいはＦＭ復調器による角度復調器
の出力から変調信号を除去する手段を有することを特徴
とする移動無線機。 ２ 特許請求の範囲第１項の移動無線機において、受信
部のシンセサイザによる周波数混合による中間周波数を
アナログ・ディジタル変換する手段２７がもうけられ、
受信波の瞬時周波数に追随して中心周波数を可変させる
選択度を確保する帯域通過フィルタ２３、角度変調器１
５及び角度復調器の出力から変調信号を除去する手段２
５がディジタル信号処理技術により行なわれ、前記手段
２５の出力をディジタル・アナログ変換する手段２８が
もうけられ、かつ変調信号をアナログ・ディジタル変換
した信号により前記手段２５ば制御されることを特徴と
する移動無線機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55131537A JPS5915416B2 (ja) | 1980-09-24 | 1980-09-24 | 移動無線機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55131537A JPS5915416B2 (ja) | 1980-09-24 | 1980-09-24 | 移動無線機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5757037A JPS5757037A (en) | 1982-04-06 |
| JPS5915416B2 true JPS5915416B2 (ja) | 1984-04-09 |
Family
ID=15060385
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55131537A Expired JPS5915416B2 (ja) | 1980-09-24 | 1980-09-24 | 移動無線機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5915416B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6735181B1 (en) * | 2000-06-26 | 2004-05-11 | Atmel Corporation | Wireless transceiver with subtractive filter compensating both transmit and receive artifacts |
-
1980
- 1980-09-24 JP JP55131537A patent/JPS5915416B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5757037A (en) | 1982-04-06 |
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