JPS59204320A - Ｐｌｌ同期復調回路 - Google Patents
Ｐｌｌ同期復調回路Info
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- JPS59204320A JPS59204320A JP7845883A JP7845883A JPS59204320A JP S59204320 A JPS59204320 A JP S59204320A JP 7845883 A JP7845883 A JP 7845883A JP 7845883 A JP7845883 A JP 7845883A JP S59204320 A JPS59204320 A JP S59204320A
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- Japan
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- circuit
- signal
- demodulated
- component
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明はＡＭステレオ受信機に好適するＰＬＬ同期復
調回路の改良に関する。
調回路の改良に関する。
周知のように、いわゆるモトローラ方式として提案され
ているＡＭステレオ変調信号は、そのキャリアを（２）
ω。ｔ、変調和信号をＭ（ｔ）、変調差信号をｓ （ｔ
）としたとき （１＋Ｍ（ｔ） ）■（ωｄ−φ（ｔ））＝囲φ（ｔ）
・〔（１＋Ｍ（ｔ））ｃｓωｃｔ＋５（ｔ） ｓｉｎ
ωｅ ｔ ：） −（１）但Ｌφ（ｔ）＝ｔ、ｎ
−１Ｓ（ｔ） ηＩＷ で与えられ、そのベクトル図は第１図に示される通りで
ある。
ているＡＭステレオ変調信号は、そのキャリアを（２）
ω。ｔ、変調和信号をＭ（ｔ）、変調差信号をｓ （ｔ
）としたとき （１＋Ｍ（ｔ） ）■（ωｄ−φ（ｔ））＝囲φ（ｔ）
・〔（１＋Ｍ（ｔ））ｃｓωｃｔ＋５（ｔ） ｓｉｎ
ωｅ ｔ ：） −（１）但Ｌφ（ｔ）＝ｔ、ｎ
−１Ｓ（ｔ） ηＩＷ で与えられ、そのベクトル図は第１図に示される通りで
ある。
なお、第１図にはいわゆるハリス方式として提案されて
いるＡＭステレオ変調信号のベクトル図も点線にて併せ
て示してあシ、その変調信号は （１＋Ｍ（ｔが＋ （Ｓ（面’ ・ｃｉ（”ｃｔ−φ（
ｔ））＝ （１＋Ｍ（ｔ） ） ｃｏｓ ωμ＋Ｓ （
ｔ）ｓｉ＋＋ωｃ ｔ −−−−−（２
：１で与えられるものである。
いるＡＭステレオ変調信号のベクトル図も点線にて併せ
て示してあシ、その変調信号は （１＋Ｍ（ｔが＋ （Ｓ（面’ ・ｃｉ（”ｃｔ−φ（
ｔ））＝ （１＋Ｍ（ｔ） ） ｃｏｓ ωμ＋Ｓ （
ｔ）ｓｉ＋＋ωｃ ｔ −−−−−（２
：１で与えられるものである。
そして、第１図および（ｔ） ｅ （２）式よシモトロ
ーラ方式のキャリア□□□ωｅｔを基準とした同相（Ｉ
ｎ−ｐｈａｓｅ ）キャリア魚ω。ｔによる変調成分お
よび直交（Ｑｕａｄａｒａｔｕｒｅ ）キャリアによる
変調成分はそれぞれ Ｉ （ｔ）＝ （１＋Ｍ（ｔ） ）魚φ（ｔ）＝ Ｓ
（ｔ）ｓ石φ（１） ・・・・
・（３）Ｑ （ｔ）＝ ｓ （を嵐φ（ｔ）＝ （１♀
Ｍ（ｔ） ）癲φ（１） ・・・・倍）である
ことが分る。
ーラ方式のキャリア□□□ωｅｔを基準とした同相（Ｉ
ｎ−ｐｈａｓｅ ）キャリア魚ω。ｔによる変調成分お
よび直交（Ｑｕａｄａｒａｔｕｒｅ ）キャリアによる
変調成分はそれぞれ Ｉ （ｔ）＝ （１＋Ｍ（ｔ） ）魚φ（ｔ）＝ Ｓ
（ｔ）ｓ石φ（１） ・・・・
・（３）Ｑ （ｔ）＝ ｓ （を嵐φ（ｔ）＝ （１♀
Ｍ（ｔ） ）癲φ（１） ・・・・倍）である
ことが分る。
また、−・リス方＾では（３） 、 （４）式のＩ （
ｔ） Ｉ Ｑ （ｔ）がそれぞれｉ ＋Ｍ（ｔ） 、
Ｓ （ｔ）になっているものである。
ｔ） Ｉ Ｑ （ｔ）がそれぞれｉ ＋Ｍ（ｔ） 、
Ｓ （ｔ）になっているものである。
ところで、モトローラ方式のＡＭステレオ信号のＰＬＬ
同期復調による復調方式のうち、実現性の高いものは、
（１）式の振幅環となっている和信号成分（１＋ ｍ＜
ｔ））を包絡線復調で得、 ＰＬＬ復調系で得られる（
４）式の直交復調出力Ｑ（ｔ）を邸φ（１）で除算して
差信号Ｓ （ｔ）を得る如くした方式である。
同期復調による復調方式のうち、実現性の高いものは、
（１）式の振幅環となっている和信号成分（１＋ ｍ＜
ｔ））を包絡線復調で得、 ＰＬＬ復調系で得られる（
４）式の直交復調出力Ｑ（ｔ）を邸φ（１）で除算して
差信号Ｓ （ｔ）を得る如くした方式である。
第２図はかかるＰＬＬ同期復調回路として従来より知ら
れているものを示すもので、（１）式の如き被復調用入
力信号は第１のスイッチング回路１１、リミ、り回路１
２および第１のローパスフィルタ１３を介して和信号成
分（１千Ｍ（ｔ））が復調される。この場合、リミッタ
回路１２の出力は従（ωｃｔ−φ（ｔ））になっている
ものとする。
れているものを示すもので、（１）式の如き被復調用入
力信号は第１のスイッチング回路１１、リミ、り回路１
２および第１のローパスフィルタ１３を介して和信号成
分（１千Ｍ（ｔ））が復調される。この場合、リミッタ
回路１２の出力は従（ωｃｔ−φ（ｔ））になっている
ものとする。
また、ＰＬＬ回路１４を介して得られる同相復調キャリ
ア房ωｃｔによシ第２のスイッチング回路１５で前記リ
ミッタ回路１２の出力をスイッチング（乗算でも可）し
た後、第２のローパスフィルタ１６を通してやれば上述
した除算用の可φ（１）成分が得られる。
ア房ωｃｔによシ第２のスイッチング回路１５で前記リ
ミッタ回路１２の出力をスイッチング（乗算でも可）し
た後、第２のローパスフィルタ１６を通してやれば上述
した除算用の可φ（１）成分が得られる。
そこで、上記ＰＬＬ回路１４に含まれる第３のスイッチ
ング回路１７および第３のローパスフィルタ１８を介し
て得られる直交復調出力Ｑ（ｔ）を除算器１９によシ、
上述の邸φ（１）成分で除算してやれば差信号Ｓ （ｔ
）が得られることになる。
ング回路１７および第３のローパスフィルタ１８を介し
て得られる直交復調出力Ｑ（ｔ）を除算器１９によシ、
上述の邸φ（１）成分で除算してやれば差信号Ｓ （ｔ
）が得られることになる。
なお、上記ＰＬＬ回路１４は第３のローパスフィルタ１
Ｂかられる直交復調出力Ｑ （ｔ）からループフィルタ
２０を介して得られる直流成分で電圧制御形見振器２１
の位相を制御し、この電圧制御形見振器２１からの４ω
Ｃなる発振出力をソッンンンカウンタ２２で４分周する
ことにょシ。
Ｂかられる直交復調出力Ｑ （ｔ）からループフィルタ
２０を介して得られる直流成分で電圧制御形見振器２１
の位相を制御し、この電圧制御形見振器２１からの４ω
Ｃなる発振出力をソッンンンカウンタ２２で４分周する
ことにょシ。
互いに９０°の位相差を有して同相（復調）キャリア房
ωｃ１および直交（復調）キャリア＋Ｊｎ”ｃＬを再生
している。この場合、直交（復調）ギヤ１ノアｓｉｎω
ｃ社第３のスイッチング回路１７で入力（ｉ号をスイッ
チング（乗算でも可）するのに供されている。
ωｃ１および直交（復調）キャリア＋Ｊｎ”ｃＬを再生
している。この場合、直交（復調）ギヤ１ノアｓｉｎω
ｃ社第３のスイッチング回路１７で入力（ｉ号をスイッ
チング（乗算でも可）するのに供されている。
しかるに、上述したリミッタ回路１２の出力可（ωｃｔ
−φ（ｔ））は実際には、リミッタ後の高調波を除去し
た正弦波状のものとしてやる必要７！ｌ；ある。つマシ
、単なるリミッタ波形は矩形波状であるために、第３図
の内側に示す折線状の復調特性（イ）となって、外側に
示した正しい房φ（１）なる復調成分が得られなくなっ
てしまう７５為らである。
−φ（ｔ））は実際には、リミッタ後の高調波を除去し
た正弦波状のものとしてやる必要７！ｌ；ある。つマシ
、単なるリミッタ波形は矩形波状であるために、第３図
の内側に示す折線状の復調特性（イ）となって、外側に
示した正しい房φ（１）なる復調成分が得られなくなっ
てしまう７５為らである。
このため、リミッタ回路１２の後に、ｌＦフィルタまた
は３ ｆｃ （ｆｃはキャリア周波数）以上をカットす
るループ９スフイルタ２３を挿入して置かなければなら
ない。
は３ ｆｃ （ｆｃはキャリア周波数）以上をカットす
るループ９スフイルタ２３を挿入して置かなければなら
ない。
一方、第１図から
であるから
なる演算によって差信号Ｓ （ｔ）を得ることも考えら
れている。
れている。
第４図はかかる（６）式によるＰＬＬ同期復調回路とし
て従来よシ知られているものを示すもので。
て従来よシ知られているものを示すもので。
第２図と同様に構成される部分については同一符号を付
してその説明を省略すると、第２図では第２のスイッチ
ング回路２４で入力信号をＰＬＬ回路１４から得られる
同相（復調）キャリア房ωｅｔによシ直接的にスイッチ
ング（乗算でも可）した徒、第２のローパスフィルタ２
５を通すことによシ同相復調出力Ｉ （ｔ）−（１＋Ｍ
（ｔ） ）・邸ｄｔ）を得ている。
してその説明を省略すると、第２図では第２のスイッチ
ング回路２４で入力信号をＰＬＬ回路１４から得られる
同相（復調）キャリア房ωｅｔによシ直接的にスイッチ
ング（乗算でも可）した徒、第２のローパスフィルタ２
５を通すことによシ同相復調出力Ｉ （ｔ）−（１＋Ｍ
（ｔ） ）・邸ｄｔ）を得ている。
また、第３のループやスフイルタ１８からの直交（復調
出力Ｑ （ｔ）と上記第１のローパスフィルタ１３から
の和信号成分（１＋Ｍ−（ｔ） ）とを乗算器２６で乗
算することによシ Ｑ （ｔ）・（１十Ｍ（ｔ）） ＝ Ｓ （ｔ）邸φ（１）・（ｘ＋ｌｌなる成分を得て
いる。
出力Ｑ （ｔ）と上記第１のローパスフィルタ１３から
の和信号成分（１＋Ｍ−（ｔ） ）とを乗算器２６で乗
算することによシ Ｑ （ｔ）・（１十Ｍ（ｔ）） ＝ Ｓ （ｔ）邸φ（１）・（ｘ＋ｌｌなる成分を得て
いる。
そして、この乗算器２６からの出力成分を上記第２のロ
ー・ぞスフィルタ２５からの同相復調出力によシ除算器
２７でもって除算せしめることによシ、差信号Ｓ （ｔ
）が得られることになる。
ー・ぞスフィルタ２５からの同相復調出力によシ除算器
２７でもって除算せしめることによシ、差信号Ｓ （ｔ
）が得られることになる。
しかしながら、第２図および第４図のいずれのＰＬＬ復
調回路の場合であっても、ＰＬＬ回路１４の電圧制御形
見振器２１を制御するための信号は、直交復調出力Ｑ
（ｔ）そのものから得ているために次のような不具合が
あった。すなわち、Ｑ （ｔ）は Ｑ （ｔ） ＝ Ｓ （ｔ）・部φ（ｔ）であるから和
信号ＩＶｉ（ｔ）と差信号Ｓ （ｔ）との非線形な相互
混変調信号であって、両者の各スペクトルが単に重畳さ
れたもの以外に多数の混変調スペクトルを有しているも
のであシ、しばしば両信号の最低周波数成分以下のスペ
クトルをも含有している。
調回路の場合であっても、ＰＬＬ回路１４の電圧制御形
見振器２１を制御するための信号は、直交復調出力Ｑ
（ｔ）そのものから得ているために次のような不具合が
あった。すなわち、Ｑ （ｔ）は Ｑ （ｔ） ＝ Ｓ （ｔ）・部φ（ｔ）であるから和
信号ＩＶｉ（ｔ）と差信号Ｓ （ｔ）との非線形な相互
混変調信号であって、両者の各スペクトルが単に重畳さ
れたもの以外に多数の混変調スペクトルを有しているも
のであシ、しばしば両信号の最低周波数成分以下のスペ
クトルをも含有している。
つまシ、直交復調出力Ｑ （ｔ）には差信号Ｓ （ｔ）
の最低周波数成分である・母イロット信号周波数（ＡＭ
ステレオ信号の場□合で２５Ｈｚ）以下の混変調スペク
トルが含まれているために、ループフィルタ２０によっ
てかかる低周波成分を除去することができないので、電
圧制御形見振器２１からの出力は混変調低周波による位
相変調を受けたものとなってしまう。
の最低周波数成分である・母イロット信号周波数（ＡＭ
ステレオ信号の場□合で２５Ｈｚ）以下の混変調スペク
トルが含まれているために、ループフィルタ２０によっ
てかかる低周波成分を除去することができないので、電
圧制御形見振器２１からの出力は混変調低周波による位
相変調を受けたものとなってしまう。
これによって、結果的にＰＬＬ回路１４で再生される復
調用キャリアには低周波位相雑音の多く含まれてしまう
ために、復調性が悪化するという問題を生じていた。
調用キャリアには低周波位相雑音の多く含まれてしまう
ために、復調性が悪化するという問題を生じていた。
また、そればかシでな（、ＰＬＬ回路１４の基本応答特
性に低域のピークが存在する場合には、そのピーク周波
数に対応した上記位相雑音成分が直交復調出力Ｑ （ｔ
）および除算信号となる同相復調出力Ｉ （ｔ）中にそ
れぞれ９００位相差で含まれた状態となって出力されて
しまうために、最終的な差信号Ｓ （ｔ）は上記位相雑
音成分ｊａｎ成分を含むことになる。
性に低域のピークが存在する場合には、そのピーク周波
数に対応した上記位相雑音成分が直交復調出力Ｑ （ｔ
）および除算信号となる同相復調出力Ｉ （ｔ）中にそ
れぞれ９００位相差で含まれた状態となって出力されて
しまうために、最終的な差信号Ｓ （ｔ）は上記位相雑
音成分ｊａｎ成分を含むことになる。
そして、このような雑音出力は単に復調出力を悪化させ
るだけでなく、・やイロット信号抽出回路を誤動作させ
たシするので好ましくない。
るだけでなく、・やイロット信号抽出回路を誤動作させ
たシするので好ましくない。
そこで、この発明は以上のような点に鑑みてなされたも
ので、被復調用入力信号からその和信号と差信号との混
変調低周波による位相雑音を含まないで再生キャリアが
得られるように改良し、以って良好な復調動作をなし得
るようにしたＰＬＬ同期復調回路を提供することを目的
としている。
ので、被復調用入力信号からその和信号と差信号との混
変調低周波による位相雑音を含まないで再生キャリアが
得られるように改良し、以って良好な復調動作をなし得
るようにしたＰＬＬ同期復調回路を提供することを目的
としている。
すなわち、この発明によるＰＬＬ同期復調回路は被復調
用入力・１ａ号から包絡線復調によって和信号成分を導
出する第１の手段と、前記被復調用入力信号から同相復
調出力および直交復調出力を得るための同相キャリアお
よび直交キャリアをＰＬＬ回路によって再生する第２の
手段、前記同相復調出力および直交復調出力ならびに和
信号成分とに必要な所定の演算を施して前記被復調用入
力信号から差信号を導出する第３の手段とを具備し、前
記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器を制御する直流成分を得
るループフィルタの入力として前記差信号を供給する構
成としたことを特徴としている。
用入力・１ａ号から包絡線復調によって和信号成分を導
出する第１の手段と、前記被復調用入力信号から同相復
調出力および直交復調出力を得るための同相キャリアお
よび直交キャリアをＰＬＬ回路によって再生する第２の
手段、前記同相復調出力および直交復調出力ならびに和
信号成分とに必要な所定の演算を施して前記被復調用入
力信号から差信号を導出する第３の手段とを具備し、前
記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器を制御する直流成分を得
るループフィルタの入力として前記差信号を供給する構
成としたことを特徴としている。
以下図面を参照してこの発明の一実施例につき詳細に説
明する。
明する。
すなわち、第５図において前述した第２図と同様に構成
される部分については同一符号を付してその説明を省略
すると、第５図では第２図のループフィルタ２０′の入
力として第３のローｉ４スフイルタ１８の出力を与える
のでなく、除算器１９の出力を与えるようにした点が第
２図と異なる新規な構成である。
される部分については同一符号を付してその説明を省略
すると、第５図では第２図のループフィルタ２０′の入
力として第３のローｉ４スフイルタ１８の出力を与える
のでなく、除算器１９の出力を与えるようにした点が第
２図と異なる新規な構成である。
而して、以上のよう姉構成されるＰＬＬ同期復調回路に
よれば、ＰＬＬ回路１４の電圧制御形見振器２ノを制御
する信号として、除算器１９よシ得られる差信号復調出
力ｓ （ｔ）を用いているの□ で、次のような利点が
ある。
よれば、ＰＬＬ回路１４の電圧制御形見振器２ノを制御
する信号として、除算器１９よシ得られる差信号復調出
力ｓ （ｔ）を用いているの□ で、次のような利点が
ある。
すなわち、この場合差信号Ｓ （ｔ）は最低周波数がノ
母イロ、ト信号周波数と同じなので、とのノやイロット
信号周波数以上をカットするループフィルタ１０’を通
すことによシ、電圧制御形光振器２１を制御する信号が
純直流となっているからである。
母イロ、ト信号周波数と同じなので、とのノやイロット
信号周波数以上をカットするループフィルタ１０’を通
すことによシ、電圧制御形光振器２１を制御する信号が
純直流となっているからである。
つまり、これによって電圧制御形光振器２１からの出力
は従来のように和信号と差信号との混変調低周波による
位相雑音を含んでいないので、結果的にこれらの棹音成
分を何ら含′まない再生キャリアをＰＬＬ回路１４から
得ることができるようになり、延いてはそれだけ良好な
復調動作を営むことができるようになる。
は従来のように和信号と差信号との混変調低周波による
位相雑音を含んでいないので、結果的にこれらの棹音成
分を何ら含′まない再生キャリアをＰＬＬ回路１４から
得ることができるようになり、延いてはそれだけ良好な
復調動作を営むことができるようになる。
これによって、可及的に低域まで高品位の復調動作がな
し得ると共に、ノヤイロット信号の抽出が容易で誤動作
を生じないようにした極めて良好なＡＭステレオ受信機
の実現に寄与することができる。
し得ると共に、ノヤイロット信号の抽出が容易で誤動作
を生じないようにした極めて良好なＡＭステレオ受信機
の実現に寄与することができる。
第６図は他の実施例を示すもので、この場合第４図を第
５図と同様な関係で改良したものである。
５図と同様な関係で改良したものである。
なお、この発明は上記し且つ図示した実施例のみに限定
されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の変形や適用が可能であることは言う迄もない。
されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種
々の変形や適用が可能であることは言う迄もない。
従って、以上詳述したようにこの発明によれば、被復調
用入力信号からその和信号と差信号との混変調低周波に
よる位相雑音を含まないで再生キャリアが得られるよう
に改良し、以って良好な復調動作をなし得るようにした
ＰＬＬ同期復調回路を提供することが可能となる。
用入力信号からその和信号と差信号との混変調低周波に
よる位相雑音を含まないで再生キャリアが得られるよう
に改良し、以って良好な復調動作をなし得るようにした
ＰＬＬ同期復調回路を提供することが可能となる。
第１図はＡＭステレオ信号のベクトル図、第２図は従来
のＰＬＬ同期復調回路を示す構成図、第３図は第２図の
復調動作を説明するための波形図、第４図は同じ〈従来
の異なるＰＬＬ同期復調回路を示す構成図、第５図、第
６図はこの発明に係るＰＬＬ同期復調回路の一実施例お
よび他の実施例を示す構成図である。 １１．１５．１７８２４・・・スイッチング１０１路、
１２・・・リミッタ回路、１３．１６，１Ｂ、２３゜２
５・・・ローノぐスフイルタ、１４・・・ｐＬｔｕ路、
１９．２７・・・除ｎ器、２． 、 ｚ Ｏ／−・ルー
プフィルタ、２１・・・電圧制御形光振器、２２・・・
ジョンソンカウンタ、２６・・・乗算８舌。
のＰＬＬ同期復調回路を示す構成図、第３図は第２図の
復調動作を説明するための波形図、第４図は同じ〈従来
の異なるＰＬＬ同期復調回路を示す構成図、第５図、第
６図はこの発明に係るＰＬＬ同期復調回路の一実施例お
よび他の実施例を示す構成図である。 １１．１５．１７８２４・・・スイッチング１０１路、
１２・・・リミッタ回路、１３．１６，１Ｂ、２３゜２
５・・・ローノぐスフイルタ、１４・・・ｐＬｔｕ路、
１９．２７・・・除ｎ器、２． 、 ｚ Ｏ／−・ルー
プフィルタ、２１・・・電圧制御形光振器、２２・・・
ジョンソンカウンタ、２６・・・乗算８舌。
Claims (1)
- 被復調用入力信号から包絡線復調によって和信号成分を
導出する第１の手段と、前記被復調用入力信号から同相
復調出力および直交復調出力を得るための同相キャリア
および直交キャリアをＰＬＬ回路によって再生する第２
の手段、前記同相復調出力および直交復調出力ならびＷ
和信号成分とに必要な所定の演算を施して前記被復調用
入力信号から差信号を導出する第３の手段とを具備し、
前記ＰＬＬ回路の電圧制御発振器を制御する直流成分を
摺るループフィルタの入力として前記差信号を供給する
構成としたことを特徴とするＰＬＬ同期復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7845883A JPS59204320A (ja) | 1983-05-04 | 1983-05-04 | Ｐｌｌ同期復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7845883A JPS59204320A (ja) | 1983-05-04 | 1983-05-04 | Ｐｌｌ同期復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59204320A true JPS59204320A (ja) | 1984-11-19 |
Family
ID=13662583
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7845883A Pending JPS59204320A (ja) | 1983-05-04 | 1983-05-04 | Ｐｌｌ同期復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59204320A (ja) |
-
1983
- 1983-05-04 JP JP7845883A patent/JPS59204320A/ja active Pending
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