JPS581353A - Ｆｍステレオ復調装置 - Google Patents
Ｆｍステレオ復調装置Info
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- JPS581353A JPS581353A JP9992481A JP9992481A JPS581353A JP S581353 A JPS581353 A JP S581353A JP 9992481 A JP9992481 A JP 9992481A JP 9992481 A JP9992481 A JP 9992481A JP S581353 A JPS581353 A JP S581353A
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims abstract description 11
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 5
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims description 2
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 abstract 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 7
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 3
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はステレオ復調装置に関し、特にサブ信号の復調
の際にサブキャリヤ信号とＮコンポジット信号との乗算
をなすようにしたＮステレオ復調装置に関する。
の際にサブキャリヤ信号とＮコンポジット信号との乗算
をなすようにしたＮステレオ復調装置に関する。
Ｎステレオ信号の復調に際して３８ ＫＨ２の矩形波サ
ブキャリヤ信号によりコンポジット信号をスイッチング
するスイッチング方式の復調装置があるが、スイッチン
グのだめの矩形波サブキャリヤ信号が３８ ＫＨ，の奇
数次高調波成分を有している関係上、この奇数次高調波
（３８Ｘ３＝１１４）Ｇ（ｚ、 ３８ Ｘ５＝ １９０
）Ｇ（２）が隣接局とビート妨害を生じて好ましくな
い影響を与えている。これを防ぐにはへステレオ復調段
の入力にハイカットフィルタであるいわゆるアンチバー
ディフィルタを挿入する必要があるが、このフィルタの
コンポジット周波数成分における周波数特性や遅延特性
が平坦でなくなり、ステレオ復調出力に歪やセパレーシ
ョン悪化を生じている。またフィルタのコア材の歪によ
る音質の劣化も避けられない。
ブキャリヤ信号によりコンポジット信号をスイッチング
するスイッチング方式の復調装置があるが、スイッチン
グのだめの矩形波サブキャリヤ信号が３８ ＫＨ，の奇
数次高調波成分を有している関係上、この奇数次高調波
（３８Ｘ３＝１１４）Ｇ（ｚ、 ３８ Ｘ５＝ １９０
）Ｇ（２）が隣接局とビート妨害を生じて好ましくな
い影響を与えている。これを防ぐにはへステレオ復調段
の入力にハイカットフィルタであるいわゆるアンチバー
ディフィルタを挿入する必要があるが、このフィルタの
コンポジット周波数成分における周波数特性や遅延特性
が平坦でなくなり、ステレオ復調出力に歪やセパレーシ
ョン悪化を生じている。またフィルタのコア材の歪によ
る音質の劣化も避けられない。
そのために、正弦波サブキャリヤ信号を用いてアナログ
的な乗算方式を採用すれば上記欠点は除去されるが、シ
＼や舌の点で優れたリニアな乗算回路を構成することは
極めて困難である。
的な乗算方式を採用すれば上記欠点は除去されるが、シ
＼や舌の点で優れたリニアな乗算回路を構成することは
極めて困難である。
本発明の目的は上記の欠点を排除して特性の良いＮステ
レオ信号を分離しうる薗ステレオ復調装置を提供するこ
とである。
レオ信号を分離しうる薗ステレオ復調装置を提供するこ
とである。
本発明によるＮステレオ復調装置は、Ｎ信号のステレオ
コンポジット信号周波数スペクトラム成分を有するパル
ス列信号の正相及び逆相信号を夫々所定直流成分を含ん
で発生する手段と、ステレオパイロット信号に同期した
正弦波状のサブキャリヤ信号の正逆信号を発生する手段
と、直流成分を含んだ正相及び逆相のパルス列信号と逆
相及び正相のサブキャリヤ信号とのそれぞれの乗算出力
を発生し、これら乗算出力と直流成分を含んだ正相パル
ス列信号とを混合する第１の混合手段と、直流成分を含
んだ正相及び逆相のパルス列信号と正相及び逆相のサブ
キャリヤ信号とのそれぞれの乗算出力を発生し、これら
乗算出力と直流成分を含んだ正相パルス列信号とを混合
する第２の混合手段とを有し、第１及び第２の混合手段
の出力からそれぞれステレオオーディオ信号を得るよう
にしたことを特徴とするものである。
コンポジット信号周波数スペクトラム成分を有するパル
ス列信号の正相及び逆相信号を夫々所定直流成分を含ん
で発生する手段と、ステレオパイロット信号に同期した
正弦波状のサブキャリヤ信号の正逆信号を発生する手段
と、直流成分を含んだ正相及び逆相のパルス列信号と逆
相及び正相のサブキャリヤ信号とのそれぞれの乗算出力
を発生し、これら乗算出力と直流成分を含んだ正相パル
ス列信号とを混合する第１の混合手段と、直流成分を含
んだ正相及び逆相のパルス列信号と正相及び逆相のサブ
キャリヤ信号とのそれぞれの乗算出力を発生し、これら
乗算出力と直流成分を含んだ正相パルス列信号とを混合
する第２の混合手段とを有し、第１及び第２の混合手段
の出力からそれぞれステレオオーディオ信号を得るよう
にしたことを特徴とするものである。
以下に図面（基づいて本発明、を説明する。
第１図は本発明の実施例の回路ブロック図であり、Ｎ信
号はパルス検波器１に印加される。この検波器１として
は、ｍステレオ信号のコンポジット信号周波数スペクト
ラム成分を含有するパルス列信号を出力する形式の検波
器であれば良く、例えば第２図に示す如きクワドラチャ
検波回路と等価な構成とされる。これは周知の構成であ
って、リミッタ１１と、このリミッタ出力を１人力とす
る位相比較器１２ど、リミッタ出力を周波数に応じて移
相する移相器１３とを有し、との移相器１３の出力が比
較器１２の他人力となってお９、この比較出力が所定直
流分を含んだパルス列信号となる。この検波器ｌの特性
及び動作については後述する。
号はパルス検波器１に印加される。この検波器１として
は、ｍステレオ信号のコンポジット信号周波数スペクト
ラム成分を含有するパルス列信号を出力する形式の検波
器であれば良く、例えば第２図に示す如きクワドラチャ
検波回路と等価な構成とされる。これは周知の構成であ
って、リミッタ１１と、このリミッタ出力を１人力とす
る位相比較器１２ど、リミッタ出力を周波数に応じて移
相する移相器１３とを有し、との移相器１３の出力が比
較器１２の他人力となってお９、この比較出力が所定直
流分を含んだパルス列信号となる。この検波器ｌの特性
及び動作については後述する。
この直流分を含んだパルス列信号はそのま＼（正相）乗
算器２及び３の１人力となり、またインバータ４を介し
て逆相となって乗算器５及び６の１人力となり、スイッ
チングのための信号として用いられている。
算器２及び３の１人力となり、またインバータ４を介し
て逆相となって乗算器５及び６の１人力となり、スイッ
チングのための信号として用いられている。
一方、このパルス列信号はＮステレオ信号のステレオコ
ンポジット信号成分を含有しており、その中のステレオ
パイロット信号を抽出して正弦波状の３８ＫＮ（２サブ
キャリヤ信号を発生する信号発生器７が設けられている
。この正弦波サブキャリヤ信号はそのま＼（正相）乗算
器３及び５の他人力となっておシ、またインバータ８に
よシ逆相となって乗算器２及び６の他人力となっている
。乗算器２及び５の各乗算出力と直流分を含んだ正相パ
ルス列信号との加算をなすべく加算器９が設けられてお
り、また乗算器３及び６の各乗算出力と直流分を含んだ
正相パルス列信号との加算をなすべく加算器１０が設け
られている。これら各加算器９゜１０の出力のオーディ
オ成分のみを抽出するＬＰＦ１４゜１５が設けられて両
川力からそれぞれ右及び左チャンネル信号が復調される
ものである。
ンポジット信号成分を含有しており、その中のステレオ
パイロット信号を抽出して正弦波状の３８ＫＮ（２サブ
キャリヤ信号を発生する信号発生器７が設けられている
。この正弦波サブキャリヤ信号はそのま＼（正相）乗算
器３及び５の他人力となっておシ、またインバータ８に
よシ逆相となって乗算器２及び６の他人力となっている
。乗算器２及び５の各乗算出力と直流分を含んだ正相パ
ルス列信号との加算をなすべく加算器９が設けられてお
り、また乗算器３及び６の各乗算出力と直流分を含んだ
正相パルス列信号との加算をなすべく加算器１０が設け
られている。これら各加算器９゜１０の出力のオーディ
オ成分のみを抽出するＬＰＦ１４゜１５が設けられて両
川力からそれぞれ右及び左チャンネル信号が復調される
ものである。
第２図に示したパルス検波器１について説明するに、移
相器１３は第３図に示す如き周波数対位相及び遅延特性
を有しているものとする。すなわち、周波数に比例して
位相が変化し、かつその周波数域においては一定の遅延
時間τ。を有しているものとする。か＼る移相器１３は
例えば第４図の如き構成とし得るもので、一種の遅延回
路と同等なものである。いま、移相器１３の位相特性が
ＦＭ−ＩＰキャリヤの中心周波数に対して９０’位相と
なるようにされていれば、第５図（５）〜（ｑに示す如
き動作波形を呈する。図（５）〜（ｑにおいて共に（α
）はリミッタ１１を経たＦＭ−ＩＦ倍信号Ｃｈ）は移相
器１３による遅延出力、（Ｃ）は位相比較出力であり、
図（５）は中心周波数に等しいときの各部波形を示し比
較出力はデエーティが局のパルス列信号となハよってそ
の直流成分は將ｔなる。図（Ｂ）は中心周波数よりも高
い周波数の場合であり、よってその直流成分は例えば熟
となシ、中心周波数に対し局だけ直流分が増大すること
になる。図（ｑは中心周波数よシも低い周波数の場合で
あり、よってその直流成分は例えば怪となり、中心周波
数に対し先だけ直流分が低下する。
相器１３は第３図に示す如き周波数対位相及び遅延特性
を有しているものとする。すなわち、周波数に比例して
位相が変化し、かつその周波数域においては一定の遅延
時間τ。を有しているものとする。か＼る移相器１３は
例えば第４図の如き構成とし得るもので、一種の遅延回
路と同等なものである。いま、移相器１３の位相特性が
ＦＭ−ＩＰキャリヤの中心周波数に対して９０’位相と
なるようにされていれば、第５図（５）〜（ｑに示す如
き動作波形を呈する。図（５）〜（ｑにおいて共に（α
）はリミッタ１１を経たＦＭ−ＩＦ倍信号Ｃｈ）は移相
器１３による遅延出力、（Ｃ）は位相比較出力であり、
図（５）は中心周波数に等しいときの各部波形を示し比
較出力はデエーティが局のパルス列信号となハよってそ
の直流成分は將ｔなる。図（Ｂ）は中心周波数よりも高
い周波数の場合であり、よってその直流成分は例えば熟
となシ、中心周波数に対し局だけ直流分が増大すること
になる。図（ｑは中心周波数よシも低い周波数の場合で
あり、よってその直流成分は例えば怪となり、中心周波
数に対し先だけ直流分が低下する。
従って、この比較器１２の出力はＮ信号周波に応じたＰ
ＰＭ（パルス位置変調）信号であり、このパルスを積分
すればＮ検波出力が得られるが、本例ではこのパルス列
信号がステレオコンポジッ１号成分を含有し１ているこ
とに鑑み、積分することなくそのま＼乗算器２，３，５
及び６のスイッチング信号として用いている。このよう
に、ステレオコンポジット信号の周波数スペクトラム成
分を直流分を含んで有しているパルス列信号であれば、
他の検波方式である例えばクワドラチャ検波やパルスカ
ウント検波等によるＰＰＭ信号出力を用いることができ
る。
ＰＭ（パルス位置変調）信号であり、このパルスを積分
すればＮ検波出力が得られるが、本例ではこのパルス列
信号がステレオコンポジッ１号成分を含有し１ているこ
とに鑑み、積分することなくそのま＼乗算器２，３，５
及び６のスイッチング信号として用いている。このよう
に、ステレオコンポジット信号の周波数スペクトラム成
分を直流分を含んで有しているパルス列信号であれば、
他の検波方式である例えばクワドラチャ検波やパルスカ
ウント検波等によるＰＰＭ信号出力を用いることができ
る。
従って、このＰＰＭ信号の低域成分すなわちコンポジッ
ト信号成分をｇ（ｔ）とすれば、・・・（１） となる。こ＼に、ｖｏは直流成分であり、同調により変
化するものであり、ＦＭ−ＩＦ信号の中心周波数すなわ
ち同調点において位相差が９０°になる様に遅延時間が
設定されていれば、第５図の波形を用いて説明したよう
に、Ｖｏは騒となる。ｉ九αは遅延時間に比例しく位相
の傾きに比例し〕、検波効率に相当する。Ｏ５はサブキ
ャリヤ信号の角周波数であシ、Ｍ（ｔ）はメイン信号で
Ｌ（ｔ）＋Ｒ，（ｔ）を示し、８（ｔ） ハ’ｒ ７信
号テＬ（ｔ）−ＪＬ（ｔ） を示、ｆ。ｐｈ定数である
。
ト信号成分をｇ（ｔ）とすれば、・・・（１） となる。こ＼に、ｖｏは直流成分であり、同調により変
化するものであり、ＦＭ−ＩＦ信号の中心周波数すなわ
ち同調点において位相差が９０°になる様に遅延時間が
設定されていれば、第５図の波形を用いて説明したよう
に、Ｖｏは騒となる。ｉ九αは遅延時間に比例しく位相
の傾きに比例し〕、検波効率に相当する。Ｏ５はサブキ
ャリヤ信号の角周波数であシ、Ｍ（ｔ）はメイン信号で
Ｌ（ｔ）＋Ｒ，（ｔ）を示し、８（ｔ） ハ’ｒ ７信
号テＬ（ｔ）−ＪＬ（ｔ） を示、ｆ。ｐｈ定数である
。
インバータ４による逆相信号＠ｔ）は、・・・（２）
と表わされる。従って乗算器２の乗算出力α（１）は、
α（ｔ） ＝−ａｉｎω；ｔ・ＣＶｏ＋α（Ｍ（ｔ）−
１−８（ｔ）ｓｉｎω、ｔ、ωＳ ＋Ｐ８１ｆｌ −ｔ ） ） ・・・（３）となり、
また乗算器５の出力ｂ（ｔ）は、ｂ（ｔ）−ａｉｎωｔ
ｔ・（Ｕ−Ｖ、）−α（Ｍｔ）＋ ５（ｔ）ｓｉｎｃａ
、ｔ、Ｏ３ ＋Ｐｓｕ＋−ｔ）］ ・・・（４） 、となる。よって、加算器９の出力は、（１＋ （３）
及び（４）式を用いて一理すると、 α（ｔ）＋ ｂ（ｔ）＋ ｔ（ｔ）＝Ｖ、＋αＭ（１＋
（ｔ−２Ｖ、） ｓｉｎｍ、ｔ＋α８（ｔ）ａｉｎω
５ｔ−２αＭ［ｔ）ｓｉｎωｓ１・・・（５） と表わされる。こ＼で、 ＝ −Ｃ１８（ｔ）＋ Ｃ５（ｔ） ＣＯ８２ω、ｔ・
・・（６） であり、かつ同調点が中心周波数にあるものとすればＶ
。＝＆であるから、（１７２Ｖ、）轟゛ω、ｔ＝０ と
なる。すなわち、定常的な３８ ＫＨ２のサブキャリヤ
成分は打消されることになって、不要な周波数成分の１
つが上記操作によりキャンセルされて都合が良くなると
共に、オーディオ成分のみを通過せしめるＬＰＦ １４
の出力には Ｒｆｔ） ＝ Ｖ、 ＋ ＣＬＭｉｔ））−Ｃ５（ｔ）
＝Ｖ、＋２αＶｏ） ・・・（７）なる
右チャンネル信号のみが導出される。同様にしてＬＰＦ
１５の出力にも左チャンネル信号のみが導出されてス
テレオ復調が可能となることが判る０第６図は乗算器２
，３．５及び６の具体例であり、トランジスタＱ、と抵
抗Ｒ，，Ｒ２とにより簡単に構成して、トランジスタＱ
１を検波出力であるパルス列信号ＩＬ ｅ（ｔ）により
スイッチング動作せしめることにより乗算が可能である
。
α（ｔ） ＝−ａｉｎω；ｔ・ＣＶｏ＋α（Ｍ（ｔ）−
１−８（ｔ）ｓｉｎω、ｔ、ωＳ ＋Ｐ８１ｆｌ −ｔ ） ） ・・・（３）となり、
また乗算器５の出力ｂ（ｔ）は、ｂ（ｔ）−ａｉｎωｔ
ｔ・（Ｕ−Ｖ、）−α（Ｍｔ）＋ ５（ｔ）ｓｉｎｃａ
、ｔ、Ｏ３ ＋Ｐｓｕ＋−ｔ）］ ・・・（４） 、となる。よって、加算器９の出力は、（１＋ （３）
及び（４）式を用いて一理すると、 α（ｔ）＋ ｂ（ｔ）＋ ｔ（ｔ）＝Ｖ、＋αＭ（１＋
（ｔ−２Ｖ、） ｓｉｎｍ、ｔ＋α８（ｔ）ａｉｎω
５ｔ−２αＭ［ｔ）ｓｉｎωｓ１・・・（５） と表わされる。こ＼で、 ＝ −Ｃ１８（ｔ）＋ Ｃ５（ｔ） ＣＯ８２ω、ｔ・
・・（６） であり、かつ同調点が中心周波数にあるものとすればＶ
。＝＆であるから、（１７２Ｖ、）轟゛ω、ｔ＝０ と
なる。すなわち、定常的な３８ ＫＨ２のサブキャリヤ
成分は打消されることになって、不要な周波数成分の１
つが上記操作によりキャンセルされて都合が良くなると
共に、オーディオ成分のみを通過せしめるＬＰＦ １４
の出力には Ｒｆｔ） ＝ Ｖ、 ＋ ＣＬＭｉｔ））−Ｃ５（ｔ）
＝Ｖ、＋２αＶｏ） ・・・（７）なる
右チャンネル信号のみが導出される。同様にしてＬＰＦ
１５の出力にも左チャンネル信号のみが導出されてス
テレオ復調が可能となることが判る０第６図は乗算器２
，３．５及び６の具体例であり、トランジスタＱ、と抵
抗Ｒ，，Ｒ２とにより簡単に構成して、トランジスタＱ
１を検波出力であるパルス列信号ＩＬ ｅ（ｔ）により
スイッチング動作せしめることにより乗算が可能である
。
第７図は３８ＫＩ′（２の正弦波サブキャリヤ信号発生
器７の具体例であり、ＰＬＬ （フェイズロックドルー
プ）構成となっている。１９ＫＨ２のステレオパイロッ
ト信号は位相比較器１６において騒分周器１７の出力と
位相比較され、その比較出力はＬＰＦ１８及びｙアンプ
１９を介してＶＣＯ（電圧制御型発振器）２０の制御人
力となる。ＶＣＯ２０は７６ＫＨ２のデユーティ
′５０チのパルス列信号を発生するもので、この出力の
３分周器２１の、出力であ不ａｓＫＨＪ号をＬＰＦ ２
２によシ正弦波に変換してサブキャリヤ信号として用い
ている。このＬＰＦ出力を再びリミッタ２３によりパル
ス化し、このパルス列信号を更に４分周器１７によ＃）
１９ＫＩ（２として比較器１６の１人力としている。
器７の具体例であり、ＰＬＬ （フェイズロックドルー
プ）構成となっている。１９ＫＨ２のステレオパイロッ
ト信号は位相比較器１６において騒分周器１７の出力と
位相比較され、その比較出力はＬＰＦ１８及びｙアンプ
１９を介してＶＣＯ（電圧制御型発振器）２０の制御人
力となる。ＶＣＯ２０は７６ＫＨ２のデユーティ
′５０チのパルス列信号を発生するもので、この出力の
３分周器２１の、出力であ不ａｓＫＨＪ号をＬＰＦ ２
２によシ正弦波に変換してサブキャリヤ信号として用い
ている。このＬＰＦ出力を再びリミッタ２３によりパル
ス化し、このパルス列信号を更に４分周器１７によ＃）
１９ＫＩ（２として比較器１６の１人力としている。
こうすることにより、パイロット信号に同期した３８Ｋ
Ｉ（２の正弦波信号が正確に得られる。
Ｉ（２の正弦波信号が正確に得られる。
斜上の如く、本発明によれば隣接局のビート妨害波を取
り除くためのいわゆるアンチバーディフィルタが不要と
なるから、信号劣化がない。またスイッチングによるス
テレオ復調動作であるからアナログ乗算器が不要で１、
簡単な回路で鏑や歪に優れた復調が可能となる。更には
復調のための加算（混合）段において不要なサブキャリ
ヤ成分が完全に打消されるので出力段のＬＰＦの設計が
楽となる。
り除くためのいわゆるアンチバーディフィルタが不要と
なるから、信号劣化がない。またスイッチングによるス
テレオ復調動作であるからアナログ乗算器が不要で１、
簡単な回路で鏑や歪に優れた復調が可能となる。更には
復調のための加算（混合）段において不要なサブキャリ
ヤ成分が完全に打消されるので出力段のＬＰＦの設計が
楽となる。
第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図はＰＰＭ
信号を発生する検波器の１例のブロック図、第３図は第
２図の回路の肴性図、第４図は第２図の回路の移相器の
具体例を示す図、第５図は第２図の回路動作を説明する
波形図、第６図は乗算器の一具体例を示す図、第７図は
３８ ＫＨ２サブキャリヤ信号発生器の具体例を示すブ
ロック図である。 主要部分の符号の説明 ｌ・・・パルス検波器 ２，３，５．６・・・乗算
器７・・・正弦波サブキャリヤ信号発生器９．１０・・
・加算器 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元彦
信号を発生する検波器の１例のブロック図、第３図は第
２図の回路の肴性図、第４図は第２図の回路の移相器の
具体例を示す図、第５図は第２図の回路動作を説明する
波形図、第６図は乗算器の一具体例を示す図、第７図は
３８ ＫＨ２サブキャリヤ信号発生器の具体例を示すブ
ロック図である。 主要部分の符号の説明 ｌ・・・パルス検波器 ２，３，５．６・・・乗算
器７・・・正弦波サブキャリヤ信号発生器９．１０・・
・加算器 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元彦
Claims (1)
- ｙ信号のコンポジット信号周波数スペクトラム成分を有
するパルス列信号の正相及び逆相信号を夫々所定直流分
を含んで発生する手段と、ステレオパイロット信号に同
期した正弦波状のサブキャリヤ信号の正相及び逆相信号
を発生する手段と、前記直流分を含んだ正相及び逆相の
パルス列信号と前記逆相及び正相のサブキャリヤ信号と
のそれぞれの乗算出力を発生しこれら乗算出力と前記直
流分を含んだ正相のパルス列信号とを混合する第１の混
合手段と、前記直流分を含ん喪正相及び逆相のパルス列
信号と前記正相及び逆相のサブキャリヤ信号とのそれぞ
れの乗算出力を発生しこれら乗算出力と前記直流分を含
んだ正相のパルス列信号とを混合する第２の混合手段と
を含み、前記第１及び第２の混合手段の出力からそれぞ
れステレオオーディオ信号を得るようにしたことを特徴
とするｍステレオ復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992481A JPS581353A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
| US06/392,129 US4502148A (en) | 1981-06-26 | 1982-06-25 | FM Stereo demodulator for demodulating stereo signals directly from an FM intermediate frequency signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992481A JPS581353A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581353A true JPS581353A (ja) | 1983-01-06 |
| JPS6342455B2 JPS6342455B2 (ja) | 1988-08-23 |
Family
ID=14260308
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9992481A Granted JPS581353A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581353A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0469256U (ja) * | 1990-10-22 | 1992-06-18 |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9992481A patent/JPS581353A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6342455B2 (ja) | 1988-08-23 |
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