JPS581349A - Ｆｍステレオ復調装置 - Google Patents
Ｆｍステレオ復調装置Info
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- JPS581349A JPS581349A JP9992081A JP9992081A JPS581349A JP S581349 A JPS581349 A JP S581349A JP 9992081 A JP9992081 A JP 9992081A JP 9992081 A JP9992081 A JP 9992081A JP S581349 A JPS581349 A JP S581349A
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- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 4
- 239000002131 composite material Substances 0.000 abstract description 10
- 101100381996 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BRO1 gene Proteins 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 4
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/72—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for noise suppression
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はＦＭステレオ復調装置に関し、特にサブ信号の
復調に際しサブキャリヤ信号とコンポジット信号との乗
算をなすようにしたＦＭステレオ復調装置に関するもの
である。
復調に際しサブキャリヤ信号とコンポジット信号との乗
算をなすようにしたＦＭステレオ復調装置に関するもの
である。
ＦＭステレオ信号の復調に際して３８ ＫＨ２の矩形状
サブキャリヤ信号によりコンポジット信号をスイッチン
グして左右チャンネル信号を分離するようにした回路方
式がある。第１図はかかる復調方式のブロック図であり
、ＦＭ−ＩＰ（中間周波）信号はＦＭＭ波器１によりコ
ンポジット信号に変換され、不要成分を除去するＬＰＦ
（ローパスフィルタ）２を介してスイッチング回路３に
印加される。ＬＰＦ２の出力に含有される１９ＩＧ（ｚ
のパイロット信号をＰＬＬ （フェイズロックドループ
）回路４において抽出し、このパイロット信号に位相同
期した３８１Ｇ′Ｉｚの矩形波サブキャリヤ信号が、先
のスイッチング回路３のスイッチング信号として用いら
れている。このスイッチング出力からオーディオ成分で
ある左右チャンネル信号が夫々分離導出されるもので、
そのためにＬＰＦ ５及び６が設けられている。
サブキャリヤ信号によりコンポジット信号をスイッチン
グして左右チャンネル信号を分離するようにした回路方
式がある。第１図はかかる復調方式のブロック図であり
、ＦＭ−ＩＰ（中間周波）信号はＦＭＭ波器１によりコ
ンポジット信号に変換され、不要成分を除去するＬＰＦ
（ローパスフィルタ）２を介してスイッチング回路３に
印加される。ＬＰＦ２の出力に含有される１９ＩＧ（ｚ
のパイロット信号をＰＬＬ （フェイズロックドループ
）回路４において抽出し、このパイロット信号に位相同
期した３８１Ｇ′Ｉｚの矩形波サブキャリヤ信号が、先
のスイッチング回路３のスイッチング信号として用いら
れている。このスイッチング出力からオーディオ成分で
ある左右チャンネル信号が夫々分離導出されるもので、
そのためにＬＰＦ ５及び６が設けられている。
ここで、スイッチング信号である３８１Ｇ（ｚのサブキ
ャリヤ信号は第２口内に示す如き矩形波であるために、
これをフーリエ級数に展開すると、４ ′ ４
４ Ｆ （ｔ） ＝、血ω８ｔ＋π自３ω８ｔ＋π−５ω８
ｔ＋・・・・・・（１） と表わされる。ここに吻はサブキャリヤ信号の角周波数
である。このように、Ｆ （ｔ）の周波数スペクトラム
は第２図（ロ）に示す如（３８ＫＨ２の基本波の他に、
１１４ＫＨ２，１９０ＫＨｚ、 −等の奇数次高調波を
含んでいることになる。
ャリヤ信号は第２口内に示す如き矩形波であるために、
これをフーリエ級数に展開すると、４ ′ ４
４ Ｆ （ｔ） ＝、血ω８ｔ＋π自３ω８ｔ＋π−５ω８
ｔ＋・・・・・・（１） と表わされる。ここに吻はサブキャリヤ信号の角周波数
である。このように、Ｆ （ｔ）の周波数スペクトラム
は第２図（ロ）に示す如（３８ＫＨ２の基本波の他に、
１１４ＫＨ２，１９０ＫＨｚ、 −等の奇数次高調波を
含んでいることになる。
かかる周波数スペクトラムを有するスイッチング信号Ｆ
（ｔ）によりＦＭ検波出力をスイッチングす′れば、両
信号の乗算がなされることになるが、出力部のＬＰＦ
５及び６の通過帯域をθ〜１５ＫＨ２，とすれば、この
乗算によりステレオ出力に現われる検波器出力は第２図
（Ｃ）の如（なる。つまりメイン信号（０〜１５ＫＨ２
）とサブ信号（３８±１５ＫＨ２）の他に１１４±１５
ＫＨ２，１９０±１５ＫＨ２，−・・にある信号（雑音
や近接妨害波等）も復調されて出方される。
（ｔ）によりＦＭ検波出力をスイッチングす′れば、両
信号の乗算がなされることになるが、出力部のＬＰＦ
５及び６の通過帯域をθ〜１５ＫＨ２，とすれば、この
乗算によりステレオ出力に現われる検波器出力は第２図
（Ｃ）の如（なる。つまりメイン信号（０〜１５ＫＨ２
）とサブ信号（３８±１５ＫＨ２）の他に１１４±１５
ＫＨ２，１９０±１５ＫＨ２，−・・にある信号（雑音
や近接妨害波等）も復調されて出方される。
かかる欠点を防ぐために、ＦＭ検波器１の出力に、第２
図０に示すように１１４ＫＨ２，１９０ＫＨ２，・・・
付近で減衰量の大きいＬＰＦを付加する必要が生じる。
図０に示すように１１４ＫＨ２，１９０ＫＨ２，・・・
付近で減衰量の大きいＬＰＦを付加する必要が生じる。
しかし、１１４ ＫＨ２はコンポジット信号成分に接近
しているために、このＬＰＦにより第２図［相］に示す
如くコンポジット信号の遅延特性が平坦でなくなったり
、振幅特性が平坦でなくなったりし、ステレオ復調出力
の歪やセパレーション特性が悪化することになる。
しているために、このＬＰＦにより第２図［相］に示す
如くコンポジット信号の遅延特性が平坦でなくなったり
、振幅特性が平坦でなくなったりし、ステレオ復調出力
の歪やセパレーション特性が悪化することになる。
本発明の目的は上記欠点を排除して特性の良好なステレ
オ復調装置を提供することである。
オ復調装置を提供することである。
本発明によるＰＭステレオ復調装置は、ＦＭ検波出力に
含まれるステレオパイロット信号と同期した正弦波状の
サブキャリヤ信号を発生する手段と、高周波のパルス信
号を正弦波サブキャリヤ信号によりパルス幅変調したパ
ルス列信号を発生する変調手段と、このパルス列信号と
ＦＭ検波出力との乗算をなす手段とを含み、この乗算出
力から左右チャンネル信号を分離導出するようにしたこ
とを特徴とする。
含まれるステレオパイロット信号と同期した正弦波状の
サブキャリヤ信号を発生する手段と、高周波のパルス信
号を正弦波サブキャリヤ信号によりパルス幅変調したパ
ルス列信号を発生する変調手段と、このパルス列信号と
ＦＭ検波出力との乗算をなす手段とを含み、この乗算出
力から左右チャンネル信号を分離導出するようにしたこ
とを特徴とする。
以下に図面を用いて本発明を説明する。
第３図は本発明の詳細な説明するブロック図であり、Ｐ
Ｍ検波器ｌによる検波出力はＬＰＦ ２を介して乗算器
３の入力となる。検波出力はまた３８ＫＨ２の正弦波状
サブキャリヤを発１生ずるサブキャリヤ信号発生器７に
入力されて、パイロット信号に同期した正弦波の３８
ＫＨ２信号が発生される。この３８ＫＨ２のサブキャリ
ヤ信号を入力とするＰＷＭ（パルス幅変調）回路８が設
けられており、略５００ ＫＨｚ以上の高周波のクロッ
クパルス信号が当該正弦波サブキャリヤ信号によりパル
ス変調されてＰＷＭ信号となる。このＰＷＭ信号出力が
乗算器３の抽入力となり、ＦＭ検波出力と乗算される。
Ｍ検波器ｌによる検波出力はＬＰＦ ２を介して乗算器
３の入力となる。検波出力はまた３８ＫＨ２の正弦波状
サブキャリヤを発１生ずるサブキャリヤ信号発生器７に
入力されて、パイロット信号に同期した正弦波の３８
ＫＨ２信号が発生される。この３８ＫＨ２のサブキャリ
ヤ信号を入力とするＰＷＭ（パルス幅変調）回路８が設
けられており、略５００ ＫＨｚ以上の高周波のクロッ
クパルス信号が当該正弦波サブキャリヤ信号によりパル
ス変調されてＰＷＭ信号となる。このＰＷＭ信号出力が
乗算器３の抽入力となり、ＦＭ検波出力と乗算される。
この乗算出力のオーディオ成分がＬＰＦｓ、６により夫
々導出されて左右チャンネル信号に分離復調されること
になる。
々導出されて左右チャンネル信号に分離復調されること
になる。
第４図（Ａ）＋（ト）は第３図の回路の動作及び特性を
示す図であり、先ず囚は３８ ＫＨ２の正弦波サブキャ
リヤ信号波形であり、（Ｂ）はこのサブキャリヤ信号に
よりパルス変調されたＰＷＭパルス列信号波形である。
示す図であり、先ず囚は３８ ＫＨ２の正弦波サブキャ
リヤ信号波形であり、（Ｂ）はこのサブキャリヤ信号に
よりパルス変調されたＰＷＭパルス列信号波形である。
このＰＷＭ波の周波数スペクトラムを考えると、変調波
であるサブキャリヤ信号の周波数である３８ ＫＨｚ成
分を有し、またその他にＰＷＭ波のキャリヤ周波数付近
及びその奇数次高調波付近における変調度に応じた分布
となるが、これらａｓＫＨ２成分以外の周波数成分はＰ
ＷＭ波のキャリヤを約５００ＫＨ２以上の高周波に選定
すれば、図（ｑのようになる０ 従って、ＦＭ検波出力のうち乗算によるステレオ復調出
力に現れるのは、メイン信号（０〜１５ＫＨ２）とサブ
信号（２３〜５３ ＫＨ２）と、更にはＰＶＩＦＭ波の
キャリヤ周波数付近及びその奇数倍の周波数付近の妨害
波や雑音に限られることになり、よって復調出力の周波
数スペクトラムは０の如くなる。
であるサブキャリヤ信号の周波数である３８ ＫＨｚ成
分を有し、またその他にＰＷＭ波のキャリヤ周波数付近
及びその奇数次高調波付近における変調度に応じた分布
となるが、これらａｓＫＨ２成分以外の周波数成分はＰ
ＷＭ波のキャリヤを約５００ＫＨ２以上の高周波に選定
すれば、図（ｑのようになる０ 従って、ＦＭ検波出力のうち乗算によるステレオ復調出
力に現れるのは、メイン信号（０〜１５ＫＨ２）とサブ
信号（２３〜５３ ＫＨ２）と、更にはＰＶＩＦＭ波の
キャリヤ周波数付近及びその奇数倍の周波数付近の妨害
波や雑音に限られることになり、よって復調出力の周波
数スペクトラムは０の如くなる。
その結果、ＬＰＦ ２の特性は高周波のＰＷＭ波のキャ
リヤ周波数付近から上を速断すればよいから、（ト）に
示すように高域まで平坦なＬＰＦ特性とすることができ
ミその遅延特性も［Ｆ］に示す如く平坦とすることが可
能となる。従って、ＦＭ検波出力は振幅と遅延が平坦な
状態で復調されることになり、歪やセパレーションの悪
化がなくなる。また、ＦＭ検波器１の出力の周波数特性
が高域まで伸びていない場合には、ＬＰＦ ２は省略可
能となる。
リヤ周波数付近から上を速断すればよいから、（ト）に
示すように高域まで平坦なＬＰＦ特性とすることができ
ミその遅延特性も［Ｆ］に示す如く平坦とすることが可
能となる。従って、ＦＭ検波出力は振幅と遅延が平坦な
状態で復調されることになり、歪やセパレーションの悪
化がなくなる。また、ＦＭ検波器１の出力の周波数特性
が高域まで伸びていない場合には、ＬＰＦ ２は省略可
能となる。
第３図の回路ブロックにおける復調原理を簡単に数式を
用いて説明する。いま、左右チャンネル信号をＬ（ｔ）
、 Ｒ（ｔ）とすると、メ、イン及びサブ信号はそれ
ぞれＭ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）、 ５（ｔ）＝Ｌ（
ｔ）−Ｒ（ｔ）と表わされる。従って、サブキャリヤ信
号を―ωｓｔとするとＦＭ検波出力であるコンポジット
信号Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（＋’） ＝ Ｍ（’） ＋ Ｓ （ｔ）＊ ａｌＢ
’ −（２）となる。尚、パイロット信号
成分は簡略化のため省略している。そしてＰＷＭ波の主
成分は幽ωｓｔであるからＰＷＭ回路８の出力は直流分
を考慮して、■±―ω８ｔとすれば、乗算器３の１対の
出方は、ｖＬ（ｔ）＝ （−＋血ｗ、ｔ ） −Ｃ（ｔ
） ・（３）ｉ＋ａ（ｔ）＝ （＊ｍＢｔ ）
・Ｃ（ｔ） ・・・（４）となる。従って、（２
）、 （３）式を変形整理すれば、ｔｌＬ（ｔ）＝ −
ｊ （Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ））土中（ｔ）＋Ｍ（ｔ）漬
ａＪＢ ｔｌ ・・・（５） 一−、−５（ｔ）邸２ω８ｔ υｕ（ｔ）＝ 丁（Ｍ（ｔ） ５（ｔ）） ＋ （ＴＳ
（ｔ） Ｍ（ｔ））＊ａ＋８ｔ＋７８（ｔ）（２）２ω
、１ ・・・（６）となる。これらｕＬ（ｔ
）及びａｍ（りをＬＰＦ ５及び６を夫夫通すことによ
りオーディオ成分のみが導出されるから、各ＬＰＦ５．
６の出力ｖＬ’（ｔＬ ｖＨ’（ｔ）は、ｖＬ（ｔ）
＝−（Ｍ（ｔ）＋８（ｔ）） ＝ Ｌ（ｔ） −
（７）ｕＲ’＜ｔ＞＝−（Ｍ（ｔ）−８（ｔ））＝Ｒ（
ｔ） −（８）となって、左右チャ／ネル信号が
分離復調されることになる。
用いて説明する。いま、左右チャンネル信号をＬ（ｔ）
、 Ｒ（ｔ）とすると、メ、イン及びサブ信号はそれ
ぞれＭ（ｔ）＝Ｌ（ｔ）＋Ｒ（ｔ）、 ５（ｔ）＝Ｌ（
ｔ）−Ｒ（ｔ）と表わされる。従って、サブキャリヤ信
号を―ωｓｔとするとＦＭ検波出力であるコンポジット
信号Ｃ（ｔ）は、 Ｃ（＋’） ＝ Ｍ（’） ＋ Ｓ （ｔ）＊ ａｌＢ
’ −（２）となる。尚、パイロット信号
成分は簡略化のため省略している。そしてＰＷＭ波の主
成分は幽ωｓｔであるからＰＷＭ回路８の出力は直流分
を考慮して、■±―ω８ｔとすれば、乗算器３の１対の
出方は、ｖＬ（ｔ）＝ （−＋血ｗ、ｔ ） −Ｃ（ｔ
） ・（３）ｉ＋ａ（ｔ）＝ （＊ｍＢｔ ）
・Ｃ（ｔ） ・・・（４）となる。従って、（２
）、 （３）式を変形整理すれば、ｔｌＬ（ｔ）＝ −
ｊ （Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ））土中（ｔ）＋Ｍ（ｔ）漬
ａＪＢ ｔｌ ・・・（５） 一−、−５（ｔ）邸２ω８ｔ υｕ（ｔ）＝ 丁（Ｍ（ｔ） ５（ｔ）） ＋ （ＴＳ
（ｔ） Ｍ（ｔ））＊ａ＋８ｔ＋７８（ｔ）（２）２ω
、１ ・・・（６）となる。これらｕＬ（ｔ
）及びａｍ（りをＬＰＦ ５及び６を夫夫通すことによ
りオーディオ成分のみが導出されるから、各ＬＰＦ５．
６の出力ｖＬ’（ｔＬ ｖＨ’（ｔ）は、ｖＬ（ｔ）
＝−（Ｍ（ｔ）＋８（ｔ）） ＝ Ｌ（ｔ） −
（７）ｕＲ’＜ｔ＞＝−（Ｍ（ｔ）−８（ｔ））＝Ｒ（
ｔ） −（８）となって、左右チャ／ネル信号が
分離復調されることになる。
第５図は本発明に用いる乗算器３の一実施例であり、ダ
ブルバランス型の差動回路構成であって、１対の差動ト
ランジスタＴ、、、 Ｔｒ、の両ベース間にＦＭ検波
出力であ為コンポジット信号を印加している。抵抗Ｒ，
，Ｒ？は両トラン゛ジスタのエミッタ抵抗であり、抵抗
馬は共通エミッタ抵抗であってマトリックス回路を構成
する。抵抗Ｒ１，Ｒ，によりベースバイアスｖ１が両ト
ランジスタに印加されている。
ブルバランス型の差動回路構成であって、１対の差動ト
ランジスタＴ、、、 Ｔｒ、の両ベース間にＦＭ検波
出力であ為コンポジット信号を印加している。抵抗Ｒ，
，Ｒ？は両トラン゛ジスタのエミッタ抵抗であり、抵抗
馬は共通エミッタ抵抗であってマトリックス回路を構成
する。抵抗Ｒ１，Ｒ，によりベースバイアスｖ１が両ト
ランジスタに印加されている。
トランジスタＴ□、のコレクタ出力を電流源とする差動
トランジスタＴ、、、 Ｔｒ、が設けられており、ま
たトランジスタＴ０のコレクタ出力を電流源とする差動
トランジスタＴ、、、 Ｔ、、、が設けられている。そ
してトランジスタＴｒ、とＴｒ、゛のベースに正相のＰ
ＷＭ波が、またトランジスタＴｆ４とＴｏのベースに逆
相のＰＷＭ波がそれぞれ印加されており、これらトラン
ジスタのベースバイ、アス■、が抵抗Ｒ８゜Ｒ，により
各ベースに印加されている。トランジスタＴ７．と’ｒ
ｙｓのコレクタが共通コレクタ抵抗Ｒ８に接続されてこ
の抵抗鳥から左チャンネル信号が得られ、トランジスタ
Ｔ７．とＴｒ。のコレクタが共通コレクタ抵抗Ｒ０に接
続されてこの抵抗Ｒ，から右チャンネル信号が得られる
。
トランジスタＴ、、、 Ｔｒ、が設けられており、ま
たトランジスタＴ０のコレクタ出力を電流源とする差動
トランジスタＴ、、、 Ｔ、、、が設けられている。そ
してトランジスタＴｒ、とＴｒ、゛のベースに正相のＰ
ＷＭ波が、またトランジスタＴｆ４とＴｏのベースに逆
相のＰＷＭ波がそれぞれ印加されており、これらトラン
ジスタのベースバイ、アス■、が抵抗Ｒ８゜Ｒ，により
各ベースに印加されている。トランジスタＴ７．と’ｒ
ｙｓのコレクタが共通コレクタ抵抗Ｒ８に接続されてこ
の抵抗鳥から左チャンネル信号が得られ、トランジスタ
Ｔ７．とＴｒ。のコレクタが共通コレクタ抵抗Ｒ０に接
続されてこの抵抗Ｒ，から右チャンネル信号が得られる
。
いま、トランジスタＴｒ！のエミッタ電圧をｋとすると
、トランジスタＴ□のエミッタ電圧はＶＥ＋Ｃ（ｔ）と
なる。従って、両トランジスタＴ、、 、 Ｔｒ。
、トランジスタＴ□のエミッタ電圧はＶＥ＋Ｃ（ｔ）と
なる。従って、両トランジスタＴ、、 、 Ｔｒ。
のコレクタ電流ＩＣ＋ （ｔ）、 ■ａｔ（’）は、
となる。尚、Ｒ，、＝ Ｒ，＝ Ｒ，としている。そし
て、スイッチングのためのＰＷＭ波は高周波成分を省略
す丁であり、ＰＰＭ波の変調度により定まる定数）、抵
抗Ｒａ＝ Ｒｅ１／ｃ流れる電流のうちオーディオ成分
ＩＬ（ｔ） ＃ ＩＲ（ｔ）は、 Ｉｔ、（ｔ）＝πＴ「］ζ１Ｇ（Ｒｏ・”−十警・棒ｔ
）十丁（鳥＋２Ｒ，）・８（ｔ））・・・（１１）ＩＲ
（ｔ）＝ 、 （Ｒｏ萄＋’４（ｔ）Ｒ，＋ｚＲ
０，Ｒ，，２ ２（”ｏ ＋ ２ ＲＳ ）・８（ｔ））・・（１２）
となる。ここで、Ｒｏ ＝２ＡＲ５／（Ｉ Ａ ）と
すれば、 −Ａ ＩＬ（’） −（２Ｖｖ、＋Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ））
”（１３）４Ｂ。
となる。尚、Ｒ，、＝ Ｒ，＝ Ｒ，としている。そし
て、スイッチングのためのＰＷＭ波は高周波成分を省略
す丁であり、ＰＰＭ波の変調度により定まる定数）、抵
抗Ｒａ＝ Ｒｅ１／ｃ流れる電流のうちオーディオ成分
ＩＬ（ｔ） ＃ ＩＲ（ｔ）は、 Ｉｔ、（ｔ）＝πＴ「］ζ１Ｇ（Ｒｏ・”−十警・棒ｔ
）十丁（鳥＋２Ｒ，）・８（ｔ））・・・（１１）ＩＲ
（ｔ）＝ 、 （Ｒｏ萄＋’４（ｔ）Ｒ，＋ｚＲ
０，Ｒ，，２ ２（”ｏ ＋ ２ ＲＳ ）・８（ｔ））・・（１２）
となる。ここで、Ｒｏ ＝２ＡＲ５／（Ｉ Ａ ）と
すれば、 −Ａ ＩＬ（’） −（２Ｖｖ、＋Ｍ（ｔ）＋ ５（ｔ））
”（１３）４Ｂ。
Ｉｎ（ｔ）＝ユ（２ＶＥ十即）−８（ｔ））４Ｒ，・・
（１４） となって、左右チャンネル出力が得られることになる。
（１４） となって、左右チャンネル出力が得られることになる。
第６図は第３図における３８ＫＨｚサブキャリヤ信号発
生器７の具体例の回路ブロック図であり、パイロット信
号は位相比較器１０に入力され、分局器１１から７７）
１９ＫＨｚ矩形波と位相比較される。この比較出力はＬ
ＰＰ １２とＤＣアンカ３とを介してＶＣＯ（電圧制御
発振器）１４へ入力される。ＶＣＯ１４は７６ＫＨ２で
発振しており、分周器１５により３ｓＫＨ２でデユーテ
ィが５０％の矩形波となる。従来のステレオ復調用のＰ
ＬＬ回路では、この分局器１５の出力をスイッチング信
号としていたが１本発明では、これをＬＰＦ １６によ
り３８Ｋ）１ｚの正弦波信号とし、これをＰＷＭ回路８
へ印加して用いると共に、リミッタ１７で再び３８ Ｋ
Ｈ２の矩形波に変換して分局器１１へ入力している。こ
うすることにより、１９ＫＨ２，めノ（イロット信号と
同期した正弦波サブキャリヤ信号が得られることになる
。
生器７の具体例の回路ブロック図であり、パイロット信
号は位相比較器１０に入力され、分局器１１から７７）
１９ＫＨｚ矩形波と位相比較される。この比較出力はＬ
ＰＰ １２とＤＣアンカ３とを介してＶＣＯ（電圧制御
発振器）１４へ入力される。ＶＣＯ１４は７６ＫＨ２で
発振しており、分周器１５により３ｓＫＨ２でデユーテ
ィが５０％の矩形波となる。従来のステレオ復調用のＰ
ＬＬ回路では、この分局器１５の出力をスイッチング信
号としていたが１本発明では、これをＬＰＦ １６によ
り３８Ｋ）１ｚの正弦波信号とし、これをＰＷＭ回路８
へ印加して用いると共に、リミッタ１７で再び３８ Ｋ
Ｈ２の矩形波に変換して分局器１１へ入力している。こ
うすることにより、１９ＫＨ２，めノ（イロット信号と
同期した正弦波サブキャリヤ信号が得られることになる
。
第７図は第３図におけるＰＷＭ回路８の具体例を示す回
路ブロック図であり、サブキャリヤ信号を１入力とする
加算器１８の個入力にはのこぎり波発生器１９の出力が
印加されている。５００ＫＨｚ以上の高周波のクロック
六ルスによりのこぎり波が得られ、この出力が加算器１
Ｂにおいヤサブキャリャに重畳されて比較器２０へ印加
される。この比較器２０において例えば零レベル比較が
なされることによりＰＷＭ信号が得られる。
路ブロック図であり、サブキャリヤ信号を１入力とする
加算器１８の個入力にはのこぎり波発生器１９の出力が
印加されている。５００ＫＨｚ以上の高周波のクロック
六ルスによりのこぎり波が得られ、この出力が加算器１
Ｂにおいヤサブキャリャに重畳されて比較器２０へ印加
される。この比較器２０において例えば零レベル比較が
なされることによりＰＷＭ信号が得られる。
第８図四〜口は第７図の回路の各動作波形図であり、囚
はサブキャリヤ信号、＠は高周波クロックパルス、 （
Ｃ）はのこぎり波、０は加算器１Ｂの出力。
はサブキャリヤ信号、＠は高周波クロックパルス、 （
Ｃ）はのこぎり波、０は加算器１Ｂの出力。
（ト）はＰＷＭ信号を夫々示している。第７図の構成の
他に、正弦波サブキャリヤとのこぎり波とを直接レベル
比較してもＰＷＭ波が得られるものである。
他に、正弦波サブキャリヤとのこぎり波とを直接レベル
比較してもＰＷＭ波が得られるものである。
このように、本発明によればコンポジット信号周波数域
に近い不要周波数成分を有しないスイッチング信号を用
いて乗算を行ってステレオ復調をなす方式であるから、
雑音や妨害の影響を受けることがなく、またコンボジフ
ト信号成分に対して悪影響を与えるＬＰＦを用いること
がないので特性の良い高品質のステレオ復調が可能とな
る。
に近い不要周波数成分を有しないスイッチング信号を用
いて乗算を行ってステレオ復調をなす方式であるから、
雑音や妨害の影響を受けることがなく、またコンボジフ
ト信号成分に対して悪影響を与えるＬＰＦを用いること
がないので特性の良い高品質のステレオ復調が可能とな
る。
第１図は従来のＦＭステレオ復調装置のブロック図、第
２図は第１図の装置の動作特性を説明する図、第３図は
本発明の原理を示すブロック図、第４図は第３図の回路
ブロックの動作特性を説明する図、第５図は第３図の乗
算器の回路例を示す図、第６図は第３図のサブキャリヤ
信号発生器のブロック図、第７図は第３図のＰＷＭ回路
のブロック図、第８図は第７図の回路の動作波形図であ
る。 主要部分の符号の説明 １・・・ＦＭ検波器 ３・・・乗算器７・・・３
８ＫＨｚサブキャリヤ発生器８・・・ＰＷＭ回路 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元 彦
２図は第１図の装置の動作特性を説明する図、第３図は
本発明の原理を示すブロック図、第４図は第３図の回路
ブロックの動作特性を説明する図、第５図は第３図の乗
算器の回路例を示す図、第６図は第３図のサブキャリヤ
信号発生器のブロック図、第７図は第３図のＰＷＭ回路
のブロック図、第８図は第７図の回路の動作波形図であ
る。 主要部分の符号の説明 １・・・ＦＭ検波器 ３・・・乗算器７・・・３
８ＫＨｚサブキャリヤ発生器８・・・ＰＷＭ回路 出願人 パイオニア株式会社 代理人 弁理士 藤村元 彦
Claims (1)
- ステレオパイロット信号と同期した正弦波状のサブキャ
リヤ信号を発生する手段と、高周波のパルス信号を前記
正弦波状のサブキャリヤ信号によりパルス幅変調したパ
ルス列信号を発生する変調手段と、前記パルス列信号と
前記ＦＭ検検出出力の乗算をなす乗算手段とを含み、こ
の乗算出力から左右チャンネル信号を分離導出するよう
にしたことを特徴とするＦＭステレオ復調装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992081A JPS581349A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
| US06/392,130 US4497063A (en) | 1981-06-26 | 1982-06-25 | FM stereo demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9992081A JPS581349A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS581349A true JPS581349A (ja) | 1983-01-06 |
| JPS6342453B2 JPS6342453B2 (ja) | 1988-08-23 |
Family
ID=14260204
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9992081A Granted JPS581349A (ja) | 1981-06-26 | 1981-06-26 | Ｆｍステレオ復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS581349A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5966239A (ja) * | 1982-10-08 | 1984-04-14 | Trio Kenwood Corp | ステレオ復調回路 |
-
1981
- 1981-06-26 JP JP9992081A patent/JPS581349A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5966239A (ja) * | 1982-10-08 | 1984-04-14 | Trio Kenwood Corp | ステレオ復調回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6342453B2 (ja) | 1988-08-23 |
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