JPS5932368A - 高周波トランジスタインバ−タ装置 - Google Patents
高周波トランジスタインバ−タ装置Info
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- JPS5932368A JPS5932368A JP57140190A JP14019082A JPS5932368A JP S5932368 A JPS5932368 A JP S5932368A JP 57140190 A JP57140190 A JP 57140190A JP 14019082 A JP14019082 A JP 14019082A JP S5932368 A JPS5932368 A JP S5932368A
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- transformer
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
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- Power Engineering (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
夕装置に関する。
この種のトランジスタインバータ装置として第１図に示
すものが知られている。（至））は直流電源（Ｔｉ’ｔ
） 、 （’Ｉ’ｒ２ ）はトランジスタｔ （’ｌ
”） ’ｒＪ： ） ７ ｙス、（０は共振用のコンデ
ンサ、（”１）＋ （１’ｚ）はトランジスタ（’ｌ’
ｒｌ）ｌ （”２）のベース抵抗、（Ｌ）は定電流用の
インダクタである。前記トランス（Ｔ）は入力巻線（Ｎ
ｌ）、出力巻線（Ｎ２）、前記入力巻線（Ｎｌ）と相対
的に密結合され出力電圧により前記トランジスタ（Ｔｒ
ｌ ）、 （Ｔｒｚ ）のスイッチングを制御するベー
ス巻線（Ｎｂ）および負荷としてのけい光ランプ（Ｉｉ
’Ｌ）を付勢する場合に設けられ相対的に出力巻線（Ｎ
２）と密結合されたフィラメント巻線（Ｎｒ）、 （Ｎ
ｆ）を有している。このトランスＣＰ）の前記入力巻線
（Ｎ１）はその両端部を前記トランジスタ（Ｔｒｌ）、
（Ｔｒｚ）のコレクタ・エミッタを介して前記直流電
源（Ｅ）の−極に。
すものが知られている。（至））は直流電源（Ｔｉ’ｔ
） 、 （’Ｉ’ｒ２ ）はトランジスタｔ （’ｌ
”） ’ｒＪ： ） ７ ｙス、（０は共振用のコンデ
ンサ、（”１）＋ （１’ｚ）はトランジスタ（’ｌ’
ｒｌ）ｌ （”２）のベース抵抗、（Ｌ）は定電流用の
インダクタである。前記トランス（Ｔ）は入力巻線（Ｎ
ｌ）、出力巻線（Ｎ２）、前記入力巻線（Ｎｌ）と相対
的に密結合され出力電圧により前記トランジスタ（Ｔｒ
ｌ ）、 （Ｔｒｚ ）のスイッチングを制御するベー
ス巻線（Ｎｂ）および負荷としてのけい光ランプ（Ｉｉ
’Ｌ）を付勢する場合に設けられ相対的に出力巻線（Ｎ
２）と密結合されたフィラメント巻線（Ｎｒ）、 （Ｎ
ｆ）を有している。このトランスＣＰ）の前記入力巻線
（Ｎ１）はその両端部を前記トランジスタ（Ｔｒｌ）、
（Ｔｒｚ）のコレクタ・エミッタを介して前記直流電
源（Ｅ）の−極に。
中点を前記直流電源（Ｅ）の他極に直接まｔは間接的に
接続されているものである。このようなトランジスタイ
ンバータ装置は周知であるので詳細説明は省略するが、
要するに、共振用のコンデンサ（Ｃ）とトランス（Ｔ）
のインダクタンス（励磁インダクタンス、漏れインダク
タンス）との共振作用によりたとえば２０ｋＩ（ｚ〜５
０ｋＨｚの正弦波状の高周波電圧を出力し、けい光ラン
プ（ＰＬ）を付勢するとともに、ベース巻線（Ｎｂ）の
出力によりトランジスタ（”＋ ） ＋ ＣＰｒ２ ）
をスイッチングさせるものである。
接続されているものである。このようなトランジスタイ
ンバータ装置は周知であるので詳細説明は省略するが、
要するに、共振用のコンデンサ（Ｃ）とトランス（Ｔ）
のインダクタンス（励磁インダクタンス、漏れインダク
タンス）との共振作用によりたとえば２０ｋＩ（ｚ〜５
０ｋＨｚの正弦波状の高周波電圧を出力し、けい光ラン
プ（ＰＬ）を付勢するとともに、ベース巻線（Ｎｂ）の
出力によりトランジスタ（”＋ ） ＋ ＣＰｒ２ ）
をスイッチングさせるものである。
ところで、上記の」：うに共振作用によって発振し、か
つ、自己の出力でスイッチングする自励形のトランジス
タインバータ装置においては。
つ、自己の出力でスイッチングする自励形のトランジス
タインバータ装置においては。
負荷の変動により発振動作に影響を受けるものである。
このことを第２図〜第４図を参照して説明する。第２図
は第１図示回路の主要部の等価回路で、 （Ｌ＋）は
トランス（Ｔ）の励磁インダクタンス、 （Ｌ２）は
同じく漏れインダクタンス、 （Ａ）。
は第１図示回路の主要部の等価回路で、 （Ｌ＋）は
トランス（Ｔ）の励磁インダクタンス、 （Ｌ２）は
同じく漏れインダクタンス、 （Ａ）。
（Ｂ）はトランジスタ（Ｔｒｉ）、 （Ｔｒｚ）のスイ
ッチング出力を供給される入力端子である。その、他、
第１図と同じものには同じ符号を付しである。第２図に
おいて、負荷としてのけい光ランプ（■」）が始動する
以前すなわち無負荷時の共振回路はコンデンサ（Ｃ）−
励磁インダクタンス（Ｌ＋）によって形成される。１友
、けい光ラング（ＰＬ）が始動した後（負荷時）の共振
回路はコンデンサ（Ｃ）〈溜置８；：ざ付づ）七シ（−
負荷（ｒｒ、）＞によって形成される。ここで、負荷時
の共振回路について述べると１等価的に２個の共振回路
が存在し、負荷（ＰＩ、）の抵抗値に応じてこれら共振
回路の共振モードが異なるものであった。負荷としての
けい光ランプ（１！”Ｌ）の電圧−電流特性（Ｖ−Ｉ）
、 ’ＲＬカー １１Ｈ特性（Ｗ−Ｉ）（７） −例ハ
ｉ ３図に示すとおりである。そして、主として最大負
荷時において前記２個の共振回路によって２種の共振モ
ードが発生（−９このときの出力波形が第４図（ａ’）
のようになるとともに、ベース巻線（Ｎｂ）の出力波形
は第４図のようになるものであった。したがって、この
ときトランジスタ（Ｔｒｌ）＋（’Ｉ’ｒ２）が所定の
スイッチングを行なえなくなるものである。すなわち、
第４図（ｂｌの後半部以後において、オフしているトラ
ンジスタ（Ｔｒｔ ）または（Ｔｒｚ）にとっては逆バ
イアス不足となり。
ッチング出力を供給される入力端子である。その、他、
第１図と同じものには同じ符号を付しである。第２図に
おいて、負荷としてのけい光ランプ（■」）が始動する
以前すなわち無負荷時の共振回路はコンデンサ（Ｃ）−
励磁インダクタンス（Ｌ＋）によって形成される。１友
、けい光ラング（ＰＬ）が始動した後（負荷時）の共振
回路はコンデンサ（Ｃ）〈溜置８；：ざ付づ）七シ（−
負荷（ｒｒ、）＞によって形成される。ここで、負荷時
の共振回路について述べると１等価的に２個の共振回路
が存在し、負荷（ＰＩ、）の抵抗値に応じてこれら共振
回路の共振モードが異なるものであった。負荷としての
けい光ランプ（１！”Ｌ）の電圧−電流特性（Ｖ−Ｉ）
、 ’ＲＬカー １１Ｈ特性（Ｗ−Ｉ）（７） −例ハ
ｉ ３図に示すとおりである。そして、主として最大負
荷時において前記２個の共振回路によって２種の共振モ
ードが発生（−９このときの出力波形が第４図（ａ’）
のようになるとともに、ベース巻線（Ｎｂ）の出力波形
は第４図のようになるものであった。したがって、この
ときトランジスタ（Ｔｒｌ）＋（’Ｉ’ｒ２）が所定の
スイッチングを行なえなくなるものである。すなわち、
第４図（ｂｌの後半部以後において、オフしているトラ
ンジスタ（Ｔｒｔ ）または（Ｔｒｚ）にとっては逆バ
イアス不足となり。
オンしているトランジスタ（Ｔｒｚ）または（Ｔｒｔ）
にとっては順バイアス不足となるから、一方または両方
のトランジスタ（Ｔｒｌ）、（Ｔｒｚ）がオンし続けた
り、不規則なスイッチングを行なったりするのである。
にとっては順バイアス不足となるから、一方または両方
のトランジスタ（Ｔｒｌ）、（Ｔｒｚ）がオンし続けた
り、不規則なスイッチングを行なったりするのである。
このような不安定な状態が継続するとトランジスタ（Ｔ
ｒｌ） ＋ （”２ ）などが異常発熱したり、破壊さ
れたりするものである。以上のように負荷の変動により
最大負荷領域となるのは、負荷がけい光ランプ（ＦＬ
）においては始動直後から安定点灯に移行する過渡期、
寿命末期時にスネーキングと称される陽光柱のゆらぎが
生じたときなどである。また、負荷として電気俗接器な
と変動の大きい負荷を用い次場合も同様が生じるもので
ある。
ｒｌ） ＋ （”２ ）などが異常発熱したり、破壊さ
れたりするものである。以上のように負荷の変動により
最大負荷領域となるのは、負荷がけい光ランプ（ＦＬ
）においては始動直後から安定点灯に移行する過渡期、
寿命末期時にスネーキングと称される陽光柱のゆらぎが
生じたときなどである。また、負荷として電気俗接器な
と変動の大きい負荷を用い次場合も同様が生じるもので
ある。
本発明は上記従来の問題を解消するためになされたもの
で、負荷変動に対しても安定に発振を行ない、もって、
異常発熱、トランジスタの破壊などを防止できるトラン
ジスタインバータ装置を提供することを目的とするもの
である。
で、負荷変動に対しても安定に発振を行ない、もって、
異常発熱、トランジスタの破壊などを防止できるトラン
ジスタインバータ装置を提供することを目的とするもの
である。
本発明は、トランジスタ、トランスおよび前記トランス
の人力祷線に対して並列的に設けられた共振用のコンデ
ンサを廟してなり、共振作用によｈ発振し、かつ、自己
の出力でスイッチングするｌ・ランジスタインバータ装
置において。
の人力祷線に対して並列的に設けられた共振用のコンデ
ンサを廟してなり、共振作用によｈ発振し、かつ、自己
の出力でスイッチングするｌ・ランジスタインバータ装
置において。
＾（１記トランスを入力巻線、出力巻線、前記入力巻＋
￥！’と相対的に密結合されたベース巻線および鉄心を
含んで構成するとともに＋ｐ’ＳＲ己入力巻線および前
記出力巻線の結合係数ｋをに≦０．８８に設定し７たこ
とを第１の特徴とするものである。
￥！’と相対的に密結合されたベース巻線および鉄心を
含んで構成するとともに＋ｐ’ＳＲ己入力巻線および前
記出力巻線の結合係数ｋをに≦０．８８に設定し７たこ
とを第１の特徴とするものである。
本発明は前記トランスにおける鉄心を主磁束を通流させ
る主磁路用鉄心と、主磁束の一部を分路させる分路用鉄
心とを含んで構成したことを第２の特徴とするものであ
る。
る主磁路用鉄心と、主磁束の一部を分路させる分路用鉄
心とを含んで構成したことを第２の特徴とするものであ
る。
本発明は前記結合係数ｋを０．８８以下とするととＶｃ
より、負荷変動による共振回路への影響を小さくできる
ようにしたものである。すなわち。
より、負荷変動による共振回路への影響を小さくできる
ようにしたものである。すなわち。
前述の第２図の等何回路を例にすると、無負荷時の発振
周波数ｆは また。正常点灯時の発振周波数ｆはけい光ランプ（ＦＬ
）の抵抗を無視すると。
周波数ｆは また。正常点灯時の発振周波数ｆはけい光ランプ（ＦＬ
）の抵抗を無視すると。
一方、結合係数には
であられされ。
となる。（ト）式から明らかなように結合係数ｋを小さ
くすることによってｆ／ｆｏはＪ２に近づき。
くすることによってｆ／ｆｏはＪ２に近づき。
結合係数ｋを太きくにしたがってｆ／ｆｏは大きくなる
。ここで第５図を参照して説明すると。
。ここで第５図を参照して説明すると。
ｆ／ｆｏが２以上になると出力波形（ｆｏ＋ ｆ ）が
第４図のようになり、トランジスタのスイッチングが不
安定になることが明らかになった。このときの結合係数
にはＯＶ）式から求められ、０．８１６であった。（５
）式けけい光ランプ（ＰＬ）の抵抗を無視した近似式で
あるため、実測値とは異なる。
第４図のようになり、トランジスタのスイッチングが不
安定になることが明らかになった。このときの結合係数
にはＯＶ）式から求められ、０．８１６であった。（５
）式けけい光ランプ（ＰＬ）の抵抗を無視した近似式で
あるため、実測値とは異なる。
すなわち、実測値においてはに≦０．８８であればスイ
ッチングが不安定になることがなくｔ ｋが０．８８
を越えると不安定になることを確認しもしたがってｋは
０，８８以下であることを要する。
ッチングが不安定になることがなくｔ ｋが０．８８
を越えると不安定になることを確認しもしたがってｋは
０，８８以下であることを要する。
好ましくは０．８０≦に≦０．８５であった。
また９本発明はトランスの鉄心を主磁路用の鉄心と分路
用の鉄心とで構成することにょシミ力損失を軽減できる
ものである。従来におけるトランスは主磁路用の鉄心の
みがらなシ、これら主磁路用の鉄心の突合わせ部の間隙
長などを調整して所望の漏れインダクタンスを得るよう
にしていた。高周波用のリーケージトランスにオイテ、
上記のように漏れインダクタンスヲ得られるのは、必ｇ
！なインピーダンスを得るためのインダクタンスは商用
周波数などに比して非常に小さくてよいからである。し
かし、このような従来のトランスにおいては前記間隙を
中心として漏れ磁束が不規則に分布し、この漏れ磁束が
巻線と鎖交することによってうず電流績が増大するもの
であった。この点について、昭和５７年７月２８日付提
出の特許願［高周波用漏れ変圧器」に述べられている。
用の鉄心とで構成することにょシミ力損失を軽減できる
ものである。従来におけるトランスは主磁路用の鉄心の
みがらなシ、これら主磁路用の鉄心の突合わせ部の間隙
長などを調整して所望の漏れインダクタンスを得るよう
にしていた。高周波用のリーケージトランスにオイテ、
上記のように漏れインダクタンスヲ得られるのは、必ｇ
！なインピーダンスを得るためのインダクタンスは商用
周波数などに比して非常に小さくてよいからである。し
かし、このような従来のトランスにおいては前記間隙を
中心として漏れ磁束が不規則に分布し、この漏れ磁束が
巻線と鎖交することによってうず電流績が増大するもの
であった。この点について、昭和５７年７月２８日付提
出の特許願［高周波用漏れ変圧器」に述べられている。
本発明は分路用鉄心を設けることによって。
前記不規則に分布する漏れ磁束を前記分路用鉄心を介し
て集中的に通流して９巻線と鎖交する漏れ磁束を少なく
でき、この結果、うず電流を軽減できるものである。し
たがって、結合係数ｋをに≦０．８８に設定しても電力
損失が増大することを防止できるものである。また２分
路用鉄心によ多巻線と鎖交する漏れ磁束を少なくできる
ことにより２巻線の位置２巻線の巻き方に対する設計の
自由度も大きくできるものである。
て集中的に通流して９巻線と鎖交する漏れ磁束を少なく
でき、この結果、うず電流を軽減できるものである。し
たがって、結合係数ｋをに≦０．８８に設定しても電力
損失が増大することを防止できるものである。また２分
路用鉄心によ多巻線と鎖交する漏れ磁束を少なくできる
ことにより２巻線の位置２巻線の巻き方に対する設計の
自由度も大きくできるものである。
本発明において、主磁路用鉄心は一対のＥ形鉄心、一対
のＵ形鉄心と■形鉄心とからなるものなど適当に選択す
ることができる。また２分路用鉄心も主鉄心との関係に
おいて適当に選択することができるものである。さらに
、主磁路用鉄心と分路用鉄心とは一体に形成されていて
もよいし、別個に形成されていてもよいものである。分
路用鉄心にてどれだけの磁束を分路するかは必要とされ
る結合係数におよび主磁路用鉄心間の間隙長などとの関
係により決定されるべきである。
のＵ形鉄心と■形鉄心とからなるものなど適当に選択す
ることができる。また２分路用鉄心も主鉄心との関係に
おいて適当に選択することができるものである。さらに
、主磁路用鉄心と分路用鉄心とは一体に形成されていて
もよいし、別個に形成されていてもよいものである。分
路用鉄心にてどれだけの磁束を分路するかは必要とされ
る結合係数におよび主磁路用鉄心間の間隙長などとの関
係により決定されるべきである。
また２本発明はけい光ランプなどの放電灯を付勢するも
のに適用できるものである。この場合、放電灯の始動毎
および放電灯の寿命末期時における負荷変動に対しても
安定な動作を得られる。また、漏れインダクタンスを放
電灯の限流要素として利用できる。しかし２本発明は放
電灯の他、変動し得る負荷に対しても同様の効果を得ら
れるものである。
のに適用できるものである。この場合、放電灯の始動毎
および放電灯の寿命末期時における負荷変動に対しても
安定な動作を得られる。また、漏れインダクタンスを放
電灯の限流要素として利用できる。しかし２本発明は放
電灯の他、変動し得る負荷に対しても同様の効果を得ら
れるものである。
さらに９本発明において、トランジスタは１個でも２個
以上でもよい。共振用のコンデンサはトランスの入力巻
線と並列的に設けられるもので、このコンデンサと入力
巻線との間に他の部品が介在することを詐容する。また
、ベース巻線はトランジスタに対して共通に設けられる
ものでもよい。
以上でもよい。共振用のコンデンサはトランスの入力巻
線と並列的に設けられるもので、このコンデンサと入力
巻線との間に他の部品が介在することを詐容する。また
、ベース巻線はトランジスタに対して共通に設けられる
ものでもよい。
さらにまた１本発明におけるｌ・ランジスタインバータ
装置は１０ｋＨｚ以上の周波数で作動するものであり、
トランスの鉄心としてはフェライト、アモルファスなど
を用いることができるものである。しかし、けい素鋼板
のように高周波領域（１０ｋＨｚ以上）で用いると電力
損失が著しく増大するものは避けるべきである。
装置は１０ｋＨｚ以上の周波数で作動するものであり、
トランスの鉄心としてはフェライト、アモルファスなど
を用いることができるものである。しかし、けい素鋼板
のように高周波領域（１０ｋＨｚ以上）で用いると電力
損失が著しく増大するものは避けるべきである。
以下２本発明の第１の実施例を第６図〜第８図を参照し
て説明する。なお９本実施例の回路構成は第１図に示す
ものである。第１図の説明は前述したので、ここでは省
略する。（１）はたとえばフェライト製の鉄心で、一対
のＥ形鉄心からなる主磁路用鉄心（１−１）、 （１−
２）と、前記主磁路用鉄心（１−１）の各側脚および中
央脚間に配置された分路用鉄心（１−ａ）、 （１−ａ
）とを含んで構成されたものである。前記主磁路用鉄心
（１−ｔ）＋（１−２）には入力巻線（Ｎｌ）、出力巻
線（Ｎ２）、ベース巻線（Ｎｂ）および一対のフィラメ
ント巻線（１’ｈ）。
て説明する。なお９本実施例の回路構成は第１図に示す
ものである。第１図の説明は前述したので、ここでは省
略する。（１）はたとえばフェライト製の鉄心で、一対
のＥ形鉄心からなる主磁路用鉄心（１−１）、 （１−
２）と、前記主磁路用鉄心（１−１）の各側脚および中
央脚間に配置された分路用鉄心（１−ａ）、 （１−ａ
）とを含んで構成されたものである。前記主磁路用鉄心
（１−ｔ）＋（１−２）には入力巻線（Ｎｌ）、出力巻
線（Ｎ２）、ベース巻線（Ｎｂ）および一対のフィラメ
ント巻線（１’ｈ）。
（Ｎｆ）が巻装されて緊る。入力巻線’ＣＮ１）トよ’
、＝ス巻線（Ｎｂ）とが一方の主磁路用鉄心（１−１）
に巻装されて相対的に密結合し、出力巻線（Ｎ２）とフ
ィラメント巻ＭＡ（Ｎｒ）、 （Ｎｆ）とが他方の主磁
路用鉄心（１−２）に巻装されて相対的に密結合してい
る。
、＝ス巻線（Ｎｂ）とが一方の主磁路用鉄心（１−１）
に巻装されて相対的に密結合し、出力巻線（Ｎ２）とフ
ィラメント巻ＭＡ（Ｎｒ）、 （Ｎｆ）とが他方の主磁
路用鉄心（１−２）に巻装されて相対的に密結合してい
る。
α東０１）はそれぞれ巻枠である。前記入力巻線（Ｎ１
）と出力巻線（Ｎ２）との結合係数には０８８以下たと
えば０．８０に設定されている。このような結合係数に
は主磁路用鉄心（１−１）、 （１−２）間の間隙長１
分路用鉄心（１−３）ｌ （１−３）の形状などにより
調整できるものである。
）と出力巻線（Ｎ２）との結合係数には０８８以下たと
えば０．８０に設定されている。このような結合係数に
は主磁路用鉄心（１−１）、 （１−２）間の間隙長１
分路用鉄心（１−３）ｌ （１−３）の形状などにより
調整できるものである。
つぎに作用を述べる。直流電源（Ｅ）の出力をときの共
振回路は第２図に示され、共振回路の作用は前述したと
おりである。
振回路は第２図に示され、共振回路の作用は前述したと
おりである。
ここで、負荷としてのけい光ランプ（ＦＬ）が始動時毎
にあるいは寿命末期時におけるスネーキング現象を呈し
て負荷変動が生じた場合について述べる。入力巻線（Ｎ
ｔ ）および出力巻線（Ｎ２）間の結合係数ｋを０．８
８以下の０．８０に設定しであるから、最大負荷状態に
なっても上述したｆ／ｆｏが２以上になることがなく、
ベース巻線（Ｎｂ）の出力電圧が第４図のように後半部
において極端に減衰することがないので、トランジスタ
（Ｔｒｔ）：！ （Ｔｒ２）を安定にスイッチングできるものである。
にあるいは寿命末期時におけるスネーキング現象を呈し
て負荷変動が生じた場合について述べる。入力巻線（Ｎ
ｔ ）および出力巻線（Ｎ２）間の結合係数ｋを０．８
８以下の０．８０に設定しであるから、最大負荷状態に
なっても上述したｆ／ｆｏが２以上になることがなく、
ベース巻線（Ｎｂ）の出力電圧が第４図のように後半部
において極端に減衰することがないので、トランジスタ
（Ｔｒｔ）：！ （Ｔｒ２）を安定にスイッチングできるものである。
すなわち、ベース巻線（Ｎｂ）の出力電圧を最大負荷時
においても第８図（ｂｌのようにすることができるもの
である。なお、第８図（ａ）はトランジスタ（Ｔｒｌ）
、（Ｔｒ２）のコレクタ・エミッタ間電圧である。
においても第８図（ｂｌのようにすることができるもの
である。なお、第８図（ａ）はトランジスタ（Ｔｒｌ）
、（Ｔｒ２）のコレクタ・エミッタ間電圧である。
また、トランス（Ｔ）において漏れ磁束（φｌ）は第６
図のように分路用鉄心（１−３）、 （１−ａ）を介し
て集中的に通流するから９巻線（Ｎｌ）、 （Ｎ２）な
どと鎖交する漏れ磁束が少なくなり９巻線（Ｎ１）。
図のように分路用鉄心（１−３）、 （１−ａ）を介し
て集中的に通流するから９巻線（Ｎｌ）、 （Ｎ２）な
どと鎖交する漏れ磁束が少なくなり９巻線（Ｎ１）。
（Ｎ２）などにおけるうず電流積を軽減できる。
さらに２巻線（Ｎｌ）、（Ｎ２）などの位置がずれたシ
２巻線密度が異なったりしても漏れ磁束の鎖。
２巻線密度が異なったりしても漏れ磁束の鎖。
文数が少ないから、出力電圧値、出力電圧の位相ずれな
どの特性変化は極めて小さくなる。このことによシ巻線
（Ｎｌ）、（Ｎ２）、（Ｎｂ）、（Ｎｆ）の位置２巻き
方に対する設計の自由度を大きくできるものである。
どの特性変化は極めて小さくなる。このことによシ巻線
（Ｎｌ）、（Ｎ２）、（Ｎｂ）、（Ｎｆ）の位置２巻き
方に対する設計の自由度を大きくできるものである。
第９図およびｌｌｃ ｔ ｎ図はトランスの他の実施例
を示すものである。本実施例において鉄心頭は一対のＵ
形鉄心お３Ｌび１形鉄心からなる主磁路用鉄心（２０−
＋ ）＋ （２＋１−２）＋ （２０−３）と９分路用
鉄心（２０−４）、 （２０−４）とからなるものであ
る。
を示すものである。本実施例において鉄心頭は一対のＵ
形鉄心お３Ｌび１形鉄心からなる主磁路用鉄心（２０−
＋ ）＋ （２＋１−２）＋ （２０−３）と９分路用
鉄心（２０−４）、 （２０−４）とからなるものであ
る。
分路用鉄心（２ｏ−４）＋ （２（＋−４）は、主磁路
用鉄心（２０−＋）と一体に形成することができるもの
である。その他、第１の実施例と同じものには同じ符号
を付しである。
用鉄心（２０−＋）と一体に形成することができるもの
である。その他、第１の実施例と同じものには同じ符号
を付しである。
本実施例の作用は第１の実施例と同様であるので説明を
省略する。
省略する。
以上詳述し７たように本発明は、トランジスタと、入力
巻線、出力巻線、ベース巻線および鉄心を有してなるト
ランスと、前記人力巻線と並前記トランスの入力巻線お
よび出力巻線間の結合係数ｋを０８８以下にするととも
に、前記鉄心を主磁路用鉄心と、主磁束の一部を分路用
鉄心とを含んで構成したから、負荷変動があってもトラ
ンジスタのスイッチング動作を安定に維持して異常発熱
、トランジスタの破壊などを防止できるものである。ま
た１巻線と鎖交する漏れ磁束を少なくでき乙から、上述
のように結合係数ｋを小さくしてもうず電流積を軽減で
きるものである。さらに９巻線と鎖交する漏れ磁束が少
なくなることから９巻線の位置および巻線の巻き方に対
する設計の自由度も大きくできるものである。
巻線、出力巻線、ベース巻線および鉄心を有してなるト
ランスと、前記人力巻線と並前記トランスの入力巻線お
よび出力巻線間の結合係数ｋを０８８以下にするととも
に、前記鉄心を主磁路用鉄心と、主磁束の一部を分路用
鉄心とを含んで構成したから、負荷変動があってもトラ
ンジスタのスイッチング動作を安定に維持して異常発熱
、トランジスタの破壊などを防止できるものである。ま
た１巻線と鎖交する漏れ磁束を少なくでき乙から、上述
のように結合係数ｋを小さくしてもうず電流積を軽減で
きるものである。さらに９巻線と鎖交する漏れ磁束が少
なくなることから９巻線の位置および巻線の巻き方に対
する設計の自由度も大きくできるものである。
図は第１図示のものにおける負荷の電圧−電流特性およ
び電力−電流特性を示す図、第４図は従来の作用を説明
する電圧波形図、第５図はトランスの入力巻線と出力巻
線との結合係数による共振出力電圧を示す波形図、第６
図は本発明におけるトランスの一実施例を示す一部断面
正面図、第７図は同実施例の鉄心を示す斜視図。 第８図は同実施例の作用を説明する電圧波形図。 第９図は本発明におけるトランスの他の実施例を示す一
部断面正面図、第１０図；よ同実施例の鉄心を示す斜視
図である。 （ＴｒＩ）、（Ｔｒ２）・・・トランジスタ。 （Ｔ）・・・トランス、 （Ｃ）・・・共振用のコン
デンサ。 （ＰＬ）・・・けい光う／プｓ （ｉ）、（２０）
・・・鉄心。 （１−１）、 （１−２’）、 （２０−１）、 （２
０−１１）、 （２０−３）・・・主磁路用鉄心。 （１−３）＋ （２０−４）・・・分路用鉄心。 特許出願人 東芝電材株式会社 代理人 弁理士 小野田芳弘 仲 １ 図 才 ４ 図 才 ３ 目 電流 − 才 ５ 口 才 乙 呟 才 ７ 呟 才 、！１５ 巴 オ′：／閂 才 ／θ 乙 ３
び電力−電流特性を示す図、第４図は従来の作用を説明
する電圧波形図、第５図はトランスの入力巻線と出力巻
線との結合係数による共振出力電圧を示す波形図、第６
図は本発明におけるトランスの一実施例を示す一部断面
正面図、第７図は同実施例の鉄心を示す斜視図。 第８図は同実施例の作用を説明する電圧波形図。 第９図は本発明におけるトランスの他の実施例を示す一
部断面正面図、第１０図；よ同実施例の鉄心を示す斜視
図である。 （ＴｒＩ）、（Ｔｒ２）・・・トランジスタ。 （Ｔ）・・・トランス、 （Ｃ）・・・共振用のコン
デンサ。 （ＰＬ）・・・けい光う／プｓ （ｉ）、（２０）
・・・鉄心。 （１−１）、 （１−２’）、 （２０−１）、 （２
０−１１）、 （２０−３）・・・主磁路用鉄心。 （１−３）＋ （２０−４）・・・分路用鉄心。 特許出願人 東芝電材株式会社 代理人 弁理士 小野田芳弘 仲 １ 図 才 ４ 図 才 ３ 目 電流 − 才 ５ 口 才 乙 呟 才 ７ 呟 才 、！１５ 巴 オ′：／閂 才 ／θ 乙 ３
Claims (4)
- （１） 直流電圧をスイッチングするトランジスタと
：このトランジスタのコレクタ・エミッタを介して直流
電源の端子間に設けられた入力巻線、出力巻線、上記入
力巻線に相対的に密結合され出力電圧により上記トラン
ジスタのスイッチングを制御するベース巻線および鉄心
を有してなるトランスと； このトランスの入力巻線に対して並列的に設けられた共
振用のコンデンサと； を具備し； 前記トランスは入力巻線と出力巻線との結合係数ｋをに
≦０．８８に設定されているとともンジスタインバータ
装置。 - （２）前記トランスの鉄心は一対のＥ形鉄心からなる主
磁路用鉄心と、この主磁路用鉄心における一方のＥ形鉄
心の各側脚の先端部と中央脚の先端部との間に設けられ
た分路用鉄心とンバータ装置。 - （３）前記トランスは出力巻線の出力を放′区灯にバー
タ装置。 - （４）前記トランジスタは２個であり、それぞれのコレ
クタ・エミッタを直流電源の一極と前記トランスの入力
巻線の各端部との間に設けられており、上記入力巻線の
中点は直流電源の他極に接続されているものであること
を特
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57140190A JPS5932368A (ja) | 1982-08-12 | 1982-08-12 | 高周波トランジスタインバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57140190A JPS5932368A (ja) | 1982-08-12 | 1982-08-12 | 高周波トランジスタインバ−タ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5932368A true JPS5932368A (ja) | 1984-02-21 |
Family
ID=15262996
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57140190A Pending JPS5932368A (ja) | 1982-08-12 | 1982-08-12 | 高周波トランジスタインバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5932368A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS564233A (en) * | 1979-06-25 | 1981-01-17 | Hitachi Ltd | Continuous handling apparatus for wafer |
| US4644459A (en) * | 1985-02-04 | 1987-02-17 | Nilssen Ole K | Electronic inverter having magnitude-controllable output |
| JPS6321637U (ja) * | 1986-07-26 | 1988-02-13 |
-
1982
- 1982-08-12 JP JP57140190A patent/JPS5932368A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS564233A (en) * | 1979-06-25 | 1981-01-17 | Hitachi Ltd | Continuous handling apparatus for wafer |
| US4644459A (en) * | 1985-02-04 | 1987-02-17 | Nilssen Ole K | Electronic inverter having magnitude-controllable output |
| JPS6321637U (ja) * | 1986-07-26 | 1988-02-13 |
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