JPS5935596A

JPS5935596A - 電力変換装置の電流制御方法

Info

Publication number: JPS5935596A
Application number: JP57143306A
Authority: JP
Inventors: Takeo Shimamura; 嶋村　武夫
Original assignee: Toshiba Corp; Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-08-20
Filing date: 1982-08-20
Publication date: 1984-02-27

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、例えば′酊！１ｌｌＪ機の如き負荷を駆動す
る場合可変γＩＬ圧・可変周波数１Ｍ、源として好適な
インバータ又はサイクロコンバータなどの電、力変換装
機に係り、特に、多相電、がＣ１の設定仙指令入力と負
荷に突１県に供給される多相交流楊、流との間ロ二位相
ｉＩ差、振幅誤差を生じないような宵１カ変換装［４−
の電流制御方法に関する。

〔発明の技術的背景〕

インバータ又はサイクロコンバータのような電力変換装
置を用いて負夕ｆに町袈周波舷の交流電流を供給する場
合、電力変換装置ｉ＃＋一対する電流設足値と９荷商１
流との間に位相か光、振幅誤差を生ずることが知られて
いる。即ち、沃１図Ｖ、ｌ従来のザイクロコンバー〆の
謳５流制御４Ｍ成図であるが、これを用いて従来の′１
ｈ、流制御法の問題点を説明する。

同図はサイクロコンバータを用いて三和父流油１流を負
荷（二供給する例である。１０１けｔｂ、流振幅設定器
であり後幅指令値工ｌ′を設定する０１０３け負荷に供
給する交流電流の周波数の設定器であり出力周波数相当
の百１圧ｖ７１（周波数指令）を設定する。

１００は指令器であり、後述の電力変換装置ＩＯへの電
流指令を作り出す。１０５は係数器であり、振幅指令値
工ＹをＫ１倍する。１０６は市、圧７周波数変換器であ
り周波数指令値の電圧Ｖ７ｉを入力し、目的の出力庵波
数に比例するパルス周波数バ′を発振する。１０９けカ
ウンタであり、パルス周波数ｆ￥′をカウントし、その
出力に、出力周波数の１周期で一巡するディジタル値の
信号θ￥１を発生する０即ち、θ￥１′は出力（またい
市、流の位相角である。１１１は関数器であり、位相角
０￥１を入力し、単位正弦波の三相電流指令ＬＹｏ　”
’　ＬＹｗを発生する。即ち　、ＹＵ〜ＬτＷけ式（１
）で表わせる。

なお、以下の説明で用いられる第１図の関数器１１１、
第３図の関数器３１６．第５の関数器４５４などは、そ
の構成は周知の読み出し専、用メモリ（いわゆるＲＯＭ
　）を基本要崇と１１、そのアドレスにディジタル値の
入力が与えられると、予じめ起体させておいたディジタ
ル値の関数値が出力され、そのディジタル値の関数値を
アナログ１直に面シ、て出力するようなものを想定し７
ている。

１１６、１１７．１１８は掛釣器であり、単位電流指令
ＬＹＵ−鷲〜Ｌ１ｗと係数器１０５の出力（）Ｊ号を掛算シフ、交
流電流指令Ｌｉｕ　−Ｌ１’＋ｖを作る。即ち、ＬγＩ
Ｊ−Ｌ￥Ｗは式％式％１０はｔＬ電力変換装置あり、指令器１００から受けた
交流電流指令シテυ〜Ｌ’７ｙ　ｌ二基づいて負荷に多
相聞流電流を供給する。２００縛゛制御回路である。

２０１〜２０３け比較器であり、前記の交流電流指令値
ＬテＵ　””　”ＩＮと、後で説明するが、抄出の負荷
電ｔＡｒ、　Ｌｌｕ　−’ｈｖｑをそノｔぞれ図示の極
性で比較し、誤差１１υ〜ｅ１ｗを作り出す。２０７〜
２０９は増幅器であり、前記の誤差εｌυ〜εＩｗを増
幅して交流電圧指令ｖｔｔｌ〜ｖ１疑を作り出す０５０
０けサイクロコンバータであり、交流電圧指令ｖｔｔｆ
〜ｖｌ’Ｉで指示された三相交流電圧１１１υ〜νＩｗ
を発生する。６００は三相防導１！動機などの負荷であ
り、それぞれ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗを持つ〇三相交流電圧νｌ
υ〜ｖｌＷが負荷６００Ｃ二印加されると、それに見合
った負荷電流Ｌｌυ〜ＬＩＷが流れる。５１６１５１７
．５１８　Ｆｉ電流検出器であ＃７、負荷電流↓ＩＵ〜
↓１ｗを絶艮検出して負荷霜、流信号ＬＩｕ　＝　ＬＩ
ｗ　（負荷へ流れる電流と同一符号を用いる）を出力し
、これらは前記の比較器２０１〜２０３に帰還される。

このように構成された従来の装置では指令器１００の出
力の交流電流指令Ｌ”ｆｕ　−碑ｗが交流量であり、こ
れと交流量の負荷電流検出値Ｊｕ　−Ａｌｗがつき合わ
されて電流制御動作が行われており、結果として負荷６
００には交流電流指令；、’ＴＵ−４Ｙｗに応じた負荷
電流Ｌｌυ〜Ｌ１ｇが流れることになる（但し、サイク
ロンバータなどではリップル分を含むが、それを無視す
る）。

なお、第１図の４７ｇ１成の電力変換装置においては、
実用土、負荷６００の中性点０２とサイクロコンバータ
５００の中性点０１を接Ｎ、シないと理転不可能である
０さて、指令器１００への入力、即ち、振幅指令値工ｌ″
１周波数指令ｍ　Ｖ’ｈとその出力の交流電流指令’Ｙ
ｕ　〜”Ｗｗ　（及び負荷１！流”ｘｕ　−ＬｘＸｖ　
）との関係を第２図で説明する。第２図で０■［有］は
負荷６０００巻線位置とし、そこに式（２１で与えられ
る電流”ｉ’ｕ　””　ＬＹｗ　（ここで、誉印を取り
去ったＩＣ１号は実際に負荷に流れる箱５流、又は′重
圧成分とする−）が流れると、それらの電流１の合成ベ
クトル（これを、電流の空間ベクトル、とも刊う）ＩＹ
け、その柘幅（絶対（ｌｆｊ　）はＩＹで一足で、その
位相角（巻線Ｏから測ったもの）はθ￥１となり、一定
速黒゛で回転するベクトルとなる。こめ事実けら、多相
交流負３灯への笥、流を指令するの１−１まず、用、流
ベクトル？ｌ″を設定し、これを多相交流指令に分）９
了すればよいことが分る。この考えに基づき前記の指令
器１００が構成されている。即ち、躬１図の損幅指令工
Ｙけ第２図の電流ベクトルエＹＬｙ）長さを指示し、指
令器１００の中の位相角θ￥１は第２図の電流、ベクト
ル７７の回転角を指示することになる０この工ｌとθ”
ｌｘを元１ｍ、　Ｌ、て第１図の関数器１１１で式（１
）の多相（図では三相）単位電流指令ＬＹＵ−Ｌテ・Ｎ
を発生し、掛算器１１６〜１１８でその振幅を調整する
と式（２）による多相交流電流指令Ｌ１υ〜ＡＹＷが発
生されることミニなる。なお、第１図の指令器１００の
構成は、別にこの構成だけが唯一でＵなく、後述の発明
の説明を簡単にするためＣ二この構成を用いている０〔背景技術の四敗点〕かように構成した第１図の電力変換装置では。

交流量の電流指令Ｌ７Ｕ−Ｌｉ１ｑと、父流量Ｑ負荷電
流Ｌｌυ〜Ｌ１ｗが比較褌れ、その偏差ｇ１υ〜εＩｗ
　。

（即ち、この偏差も交流量である）が演舞器２０７〜２
０９で演算されて制御）ｌ？１１　痒を村う、いわゆる
交流７１制御系である。周知の如く、交流量の指令が与
えられた閉ループ制御系は、制御系の伝達関数署二関係
するが、一般に指令値と実際値の間に位相誤差・振幅誤
差（定常状態においても）を生じ、これらのｖ走差は入
力周波数が高くなるにつれて増大することが知られてい
る（即ち、概１図の如く構成し、た霜、流制愼１ループ
では、一般喀二定常偏差を完全Ｃ二ｉＲｃ　くすること
は難しい）４１図の従来の電流ｌｕ制御法では、−えは電力変換器
にサイクロコンバータをＰｉｔいた場合には、負荷電流
にリップル成分を含むので増幅器２０７〜２０９の構成
に制約を受け、その結果、出力周波数を上げるＣ二つれ
交流１１．流指令値と９．荷′電流との間の位相誤差、
振幅ｌ差が許容でもない程に大きくなり問題になってい
る。特に、ブイクロコンバータのよりなｉ＋ｔカ変換器
を可変周波数′亀源として用い、ｗ１５導電動機のべ４
トル制御運転を行うことが、最近、盛んになされている
が、このような用途の電力変換装置ｌ−１ｔ電−齋指令
埴１−交・１［５て、位相患差、振幅赳差が無い出力電
流を流せることが必碑な条件である。従って、多相’Ｉ
ＪＩ　ｔＡｔ、の設定値指令入力と負’Ｉｆに実際に供
給される多相電流との間に、振幅１差１位相誤差を生じ
ないような沖、力変換装面°の電流制御法の出現が強く
望まれていた。

〔発明の目的〕

従って本発明の目的は電力変換器＠：を用いて負葡（二
多相交流知、流を供給するときに問題１−なる、多相電
流の設定値と実際に負荷に供給される多相交流電流との
間の、少くとも定常時における振幅誤差１位相誤差を完
全に除去でき、しかも、迅速な過渡応答を可能ならしめ
るような電力変換装置の電流制御法を提供することにあ
る。

〔発明の概要〕

この目的を達成するため（二本発明は次の点（二着目し
て成されたものである。即ち、前述のような交流制御系
では、一般的に指令値と実際値との間の偏差、を零にで
きないが、それｉ二対し７て、指令値に直流量の指令値
を与え、それに帰還されてきた直流■の実際値をつき合
わせ、その誤差Ｍ°を増幅し２て制御動作を行わせるい
わゆる直流制御系では、県差基を増幅する増幅器ｇ二積
分要素を慎ませることにより定常偏差を完全を二本にで
きる技術を適用し、たものである。

実施例以下、本発明の電力変換装置の電流制御法を彫３図を用
いて説明する。第３図は三相負荷６００に三相交カ「、
電流を供給する例であり、構成とし、ては今後の展開が
見込まれている前述のベクトル制御用の電力変換装置な
想定し、ている。

まず、その構成から説明する。第３図とｆ４Ｑ述の印、
１図において、同−杓号（番号）を（；ｔ　したものは
同じ作用をするので、その説明を省略することがある。

第３図で、１０１は詣１流振幅設定器であり第１の振幅
基準工Ｙを設定する。１０３け周波数設定器下あり、出
力周波数相当の電圧Ｖ７１を設定する。

１５０は指令器であり、電力変換装置２０への指令値を
つくり出す。１５３．１５４け後述の゛電流角ψＴｌの
余弦笥ψ￥１．正弦ｓｉｎψＹｌの係数を持つ係数器で
あ°す、出力に、後述するが、回転座枦糸にお−りる指
令電流ベクトルの第１軸成分ｋ　Ｊｊｌちトｔ５１の第
１軸霜、流基準工Ｙ、と、第２軸成分、即ち第１の柚２
軸亀流基準工Ｙβを出力する。即ち、工Ｙ。、ｌ７ｐｒ
Ｊ式（８１で表わせる。

１５７は電圧／周波数変換器であり１周波数指令値の電
圧ｖ７１を入力し、目的の出力周波数に比例するパルス
周波数ｆＹ′を発振する０１５９Ｆｉ、カウンタであり
、パルス周波数ｆＹ’をカウントし、その出力Ｃ二、出
力周波数の１周期で一巡するディジタル値の信号θＭを
発生する。即ち、Ｏｆｆ’二後述の回転座標系の第１軸
の位相角であり、第１の位相角という０′２０は本発明
の電流制御法を採用したＮ１カ変換装置であり、指令器
１５０の出カニＹａ、工Ｙβ及び０Ｍを受（ハ）て負荷
に三相交流電流を供、給する。３００は制御回路である
。３０１は第１の第１軸比較器であり、前記第１の第１
１１ＩＩＩ電１流基準工τａと、後で説明するが、検出
の負荷電流Ｌｌυ〜Ｌ１ｗから導き出（７た回転座標系
における負荷ＴＭ、流ベクトルの第１軸成分、即ち、第
１の第１軸電流実隙値１１αとを比較し、その誤差、即
ち、第１の第１軸誤差εｌａを作り出す。又、３０９は
第１のｆｉｌｃｚ軸比較器であり、前記第１の８Ｂ２軸
箪流８準ＩＹβと負荷１．流ベクトルの第２軸成分、即
ち、第１の第２１１１１　’電流実際値１１βとを比較
シ１．その誤差、即ち、第１の第２軸誤差εｌβを作り
出す。３０３け第１の第１軸演算器であり、前記の第１
の第１利１１誤差εｌαを演算して第２の第１ＩＩ伯Ｄ
’、　ＩＡ、”ｊｉ’；−準工γ０’を作り出す。３１
０は第１の第２Ｉｌｌｌｌ演算器であり、前記第１の第
２軸誤差６１βを演算して第２の第２軸枇流基準ＩＷａ
βを作り出す。

３５０は１１ｉ１Ｊ御回路であり、その詐社１は第６図
に示しである。第６図において、　　３５２，３５３は
掛釣、器であり、第２の第１軸電流基準工Ｙｏα、紀２
の第２軸電流基準工Ｙｏβを二乗し、それぞれ工ＹＯα
、■ＹＯρをつくり出ず。３５４は加算器であり、工Ｙ
Ｏｆｆと■ＹＯβを加算する。３５６け関数器であり、
入力値を開平【７、後達するが、補止性１流指令ベクト
ルＩＹｏの振幅、即ち、第２の据幅基準工￥０を出力す
る。即ち、工￥Ｏｄ式（４）で表わせる。

工Ｙｃ＝　Ｊ工Ｙざ、＋ポβ　　　　　　（４）３６０
は割算器であり、前記第２の第２軸電流基準工Ｙｏβ船
第２の第１軸電流基準工￥Ｑａで割算する。３６２は関
数器であり、入力値の逆正接を取り、後述の補正電流指
令ベクトル了Ｙｏの前記第１軸に対する位相角、即ち、
第２電流補正角ψ１１０を出力する。

即ち、ψＩＩＯは式（５）で表わせる。

３６４４’ｉ：アナログ／ディジタル変換器であり、ア
ナログ値の信号ψＩｔ○をディジタル値の信号に変換す
るＣ第３図Ｃ二次って、３０５は係数器であり、前記第
２の振幅基準ＩＹＯをＮ１倍する。３１４１ｄ第１の加
算器であり、前記第１の位相角θＭと第２の補正′電流
角ψＩＩＯを加算して、後述の補正ｔ　ｔＡｒ、指令ベ
クトル？、ｏの固定座標に対する位相角、即ち、第２の
位相基準θ￥１ｏをつくり出す。即ち、θｆ’ｌｏは式
（６）％式％３１６は関数器であり、前記、第２の位相基準値、θ￥
ｌｏを入力し、単位正弦波の第２の市、流指令値ＯＵ＋
　’ＥＯＶ＋　’ＥＯＷを発生する。即ちｓ　　ＯＵ　
〜ＴＹＯＷは式（７）で表わせる。

θ￥１０”醪＋ψＩＩＯＬ６１３２０〜３２２ｉ、ｉ掛η器であり、舅２の１ｕ流指令
値Ｔτ０υ〜：’ｒｏｗと係数器３０５の出力信号を掛
算シフ、第３の沖、流指令値碑。υ、ＬＹＯＶ＋碑ｏｔ
ｖを作る。即ち、ａｏｕ　−ルｌａｗ　Ｂ式（８）で表
１フせる。

この第３の電流指令値”ｆｏ　ｕ−碑。・、■は、第１
図の従来の電流制御構成Ｉｎおける交流ｉｌＪ、流用令
ＬτＵ〜ＬＩＸ’ｌに相当する。制御回路２００　、電
力変換器５００の構成と動作ｄ従来法の第１図の同一番
号カ所と全く同じであり、説明を省略する。ただ、本発
明の電流制御法を用いた場合には、第１図の従来法と違
って、９Ｌ荷６００の中性点０２と電力変換器の中性点
０−１を切離して運転し、ても良好な特性が得られる０５１６〜５１８＃″ｊ！、流検出器であり、ここで検出
さｔｔた負荷電流Ｌｌυ〜ＬＩＷは制御回路２００へ帰
還されると同時に、検出器４５０にも導入さｔする。検
出器４５００群細な第５図Ｃ示す。第５図で、４５１は
演算器であり、前記検出の負荷電流ＬＩＬＩ　＝　ＬＩ
Ｗが入力され、それを後述するが、負荷電流ベクトルの
固定座標系にお＋・ｊる第１軸成分Ｌ１６と第２軸成分
ＬｌｆＰに分〃Ｃする。即ち、検出の負荷ｉｔｔ流Ｌｌ
υ〜’Ｉｗが式（９）で表わせるとすると、式（１０１
の如き演）ｔで第１軸成分Ｌｌｄ　＋第２軸成分Ｌ１ｇ
、が求められる。

次に、４５４は関数器であり、前述の第１の位相角０π
が入力され、単位正弦波Ｌ１”ｏ’　”％ｏを光−生ず
る。

即ち　；、ｒｄｏ、ＬＴｌは式０１）で表わせる。

４５７〜４６０れ１“掛勢、器であり、それぞれ前記の
’ｌｄ＋Ｌ１＋７−＋　ＬＩ’ａｏ、　”Ｔ９．０の掛
算を行う。４５６．４６７は加１）器であり、前記の担
η器４５７〜４６０の出力信号を図示の極性で加算（７
、それぞれ後述するが、負荷電流ベクトルの回転座標系
８二おける第１軸成分、即ちル１の第１軸電流実際値工
１ｎ　、第２軸成分、即ち第１の第２軸市；１７１＋、
実際細工ｌβを出力する。即ち、工ｌａ、工１βは式叫
で表わせる。

これら、求められたＩ　１　ａ＋工ｘｐＦｉ前述の制御
回路３００に導びかれる。以上が１本発明を適用した電
流制御系の構成であるが、次にその動作を説明するＯまず、今までに述ぺた信号間の関係を説明する。

第２図において、式（２）で与えられる３相の聞流電流
指令Ｌ？υ〜４１ｗを合成すると、図のようｃｖＬ流ベ
クトルエｒが合成され、このベクトルは長さが工ｒで一
定で、位相角θ￥１で回転する、回転ベクトルＣ二なる
ことについては前Ｃ二連べた。よって、多相聞流の電流
指令としては個々の相に対応する個別の電流１指令値を
与える必費はなく、一括し、て電流、ベクトルエＹを指
示するだけでよいことは明らかである。第４図に各信号
間の状態を示す。第４図の中の記号は他の図面に記入し
であるものと同じものは、同一の１６号を表わす。第４
図で■〜［有］は負荷の巻線位、［とする。ｄＥＩ−ｊ
ｌ−８は固定座標系でその゛第１軸ｄＢが負荷巻線Ｕ相
に固定され、それと直交して第２軸ｆＢがとられる。α
−βは回転座標系でその第１軸αが第１の第１軸電流基
準ｘ７αＣ固足され、それに７致して回転する回転座様
系であり（従って、この座標系は足元状態では出力電流
の周波数に四則］１．て回転すると悶えてよし１）、第
２軸βは第１軸と的父方向にとられる。回転座標系の第
１１１１１と負荀巻線Ｕ相との位相角、即ち第１の位相
角をθτとする。この位相角Ｏｉｆ　ｌｄ　第３図でｉ
ｔカウンタ１５９の出力である。このように設？（７１
ヒ座標糸では、指令の′１１Ｌ流ベクトルＩＹは、回転
座標糸の第１軸成分、即ち、前述の第１の第１軸電流基
準エテαと第２４−１１成分、即ち％　Ｉｌ）述の第２
の第２軸電流基準ＩＹβに１分解さ第１、これらの魁は
１１．流ドとなる。電流、ベクトル■テと第１軸αとの
なす角度を電流角ψｈとすると　６Ｑ、工Ｙβ、工￥、
ψＹｌの間゛には式（８１の関係があるが、この関係を
作り出すのが、第３図の番号１０１．１５３．１５４で
ある。第４図で用、流ベクトル？、のＵ相巻線からの位
相角は（’Ｌである。

また、電流ベクトルエＹを負イ近のＩＪ、Ｖ！、Ｗ外線
に投影すると、従来の承１図における聞流電Ｍｆ、指令
”ＹＩＪ　−ｉｒ￥ｗ１−なるが、こねは式（２）で与
えられる。

第４図の第１の位相角θｎの２相単位正弦波は第５図の
ｌＩＡ数器４５４で発生され、式（１１）で力えられる
。

第４図のその他の信号Ｃ二ついては、以下の説明でＩｉ
す次明らか（ユする・第３図に戻って、指令器１５０からけ電流１劃の第１の
第１軸電流基準値ｘ７ａ　、第１の第２軸電流基準値工
Ｙβと％第１の位相角θｏ′が出力され、これらが電力
変換装＠　２０への電流指令舶として与えられ、この指
令に基づいて負荷６００に三（（］交１）ｆｉ電流を供
給することになるが、その動作は次の様に〃る０まず、検出器４５０の中でけ第５図・で説明したように
、式（９）の工うに１表わせる負Ｄｉ笥、流Ｌｔｕ〜ル
１ｗと、第４図の第１の位相角θｏ８を用いて、前述説
明の式（ｉｄ）　（１１）　（＋２１で表わせるような
内部処理が行われ。

結果とし、て第１の第１軸電流、夾隙佃１１ａ、第１の
第２軸電流実際値工ｌρが得られる。この１１ａ、１１
βは第４図１＝おいて、負荷電流ベクトルエｌ（これは
°式（９）のＬｌυ〜Ｌ１ｗの合成値である）の回転座
標系における第１１１％ハ成分（即ち１１ａ　）と第２
軸成分（即ち工ｌｐ　）に他ならない。よってＩｌａ、
工ｌβけ直流相となる。こノ１ら検出器れたＩｌａ、工
ｌβは第３ｊ＊１１ユ示されるように比較器３０１．３
０９に導かれる。即ち、第１の第１軸比較器３０１でθ
第４図の指令の電流ベクトルエ１８の回転座標における
第１軸の成分；即ち、第１の組１軸′ル；流基準１１’
Ｗと負荷の電流ベクトルエｌの帛１軸の成分、即ち第１
の第１＋ｌＩ！Ｉｌ笥流実際１１ａ工ｌαが比較され、
１σが１−、組の第１の第１軸誤差ｇｌαが借られる。

第１の第２軸比較器３０９でけ１川硬１ニエ１′のＲ＜
　２１１ｉｔ＋成分、μＩＩち、絹１の第２軸電流基準
背ρと７．の第２軸成分、即ち、第１０此２　Ｑｌビ酊
１ｅｆｔ・実際値■１βが比１υ１的θＩＣｌｉ４の第
１の第２軸誤弗εｌβが得られる。この誤差εｌα、ｇ
１βは演算器３０３．３１０で演１ニーさ第１、第２の
第１軸電流基準ＩＹＯｆｆ　＋第２の第２軸祖酢、＾（
・準工Ｙｏβが求まるが、ｔ）１ら工ＹＱａ、工ＹＯβ
け第４図に示〔７たように回転座標系における捌であり
、その合成仙は図７ｊ＜の袖正’／ｌ’ｃ■ｊ指令ベク
トルエ￥ＣとＭ、　ｉｒゼ、る。ガリ常、演算器３０：
（，３１０けＰ１増幅器（比例・粕分）とし、てｔＸ成
さノするから、直流忙の指令１１対し、ては、その偏差
を完全に零にできる。次に第２の第１軸電流基準ＩＹｏ
ａ’　１第２の第２軸電流基準工〒０βは制御回路３５
０の中に導かれて、この中で前述の＃！６図で説明した
ような処理が行われる。即ち、第６図において番隻Ｊす
、　３５３．３５４．３５６のＪＡ′素を通して式（４
）の、処理がなされ、結果として第４図の補正’ｌｉ、
流指令ベクトルＩＴｏの振幅、ｕｌ」ち、第２の振幅基
準エテ〇が得られる。また、第６図の番号３６０．３６
２．３６４の猥素を通して式（６）の処Ｊｌｉがなされ
、結果とし、て第４図のベクトルエＹｏの回転、座標糸
の第１軸（二対する角度、即ち、第２の補正ｖ１流角ψ
Ｘｌｃが得られる。

このψ１１０け第３し１の加力器３１４で第１の位４（
Ｉ角θＭと加おされ、式（６１で表わせる第２の右ン相
基準θ￥ｌ。

となるが、これは第４図において、ベクトルエエ○と負
荷のＵ相巻線とのなす角度である。次に第２の位相基準
値θＬｏを入力し、（！１数器３１６で式（７）（二基
づく第２のｉＴ（、流指令・１ｏυ〜Ｔテａｗが発生さ
〕１、絖く掛：”）Ｌ　Ｙ’４　：（２０−３２２１”
Ｌ　ｂ　イテ係数器３０５　テＫ１倍°された第２の振
幅基準値灯○が掛若さ）１１．その結果、式（８１Ｃ、
ｌｉづく第３の知：流指令”ｉ’ｏｕ　〜’Ｗｏｗが発
生されるが、この関係も第４図に示し、である〇即ち、
第３の電流指令ＬＴｏυ〜Ｌ’ｉ’ＣＸＶは、補正電流
指令ベクトル制御０を負荷のｕ、Ｖ、Ｗ壱純へ分解した
ものであり、三相の交流ｆｈ、流指令となる。この第３
の電流指令ＬＹｏｕ　−Ｌ’７ｏ：ｖ　ｌ；Ｉ゛次の比
較器２０１〜２０３で検出の負荷電流ＬＩＵ−Ｌ１ｗと
比収訟れｔ制差ε１ｕ〜ε１ｗが発生され、このｖＡ差
が演算器２０７〜２０９で演算され電圧指令値Ｉ）ｉＵ
−ｖ￥Ｗが作らＪしる。電圧指令値、？υ〜ｖ７１ｙ＋
：基ついて電力変換器５００がｆＩｉ制御され三相聞流
電圧１１１Ｕ〜ＩＩＩＷが発生され、負ａｉ　’Ｒｆ、
流ＬＩＵ　−’ＩＷかｉＡｆ、　ｔ”Ｉる。通當、第３
図において、演算器２０７〜２０９はＰ増幅器（比例）
どし、て栴成し、演算器３０３．３１０はＰＩ増幅器（
比例・積分）とし、て構成される。

以上が内部動作のｄ、明でおる。このように構成し、た
ｉｌ、流ｔｌ＋制御回路では、もし仮に、第４図のよう
に指令の電流ベクトルＩＹと負荷の市、流ベクトルエｌ
との間（二位相、振幅誤差を生じた場合には、第３図の
演３’Ｌ器３０３．３１０がＰＩ増幅器になつ１いるか
ら、直流量の第１の第１軸娯差εｌα、第１の第２軸誤
差６１βが完全に零ｆ二なるまで第４図の補正Ｖ、流指
令ベクトルｌｌ’ｏの振幅１１ｏ　（即ち、第２の振幅
基準値）９位相角０￥Ｈａ　（即ち、第２の位相基準値
）が修正され、即ち、第３の１１１流指令値”ｌＯＵ〜
ＬＢｏｗが修正され、負荷電流Ｌ１υ゛〜ＬＩＷが変化
−し２、結果としてエテ＝工ｌ、θ￥１＝θＩＩとなり
、よって→　　　　　　→ 第４図のベクトルエＹと１１は完全に一致することＣ−
なる。このことは、言い替えす［ば、指令の電流ベクト
ルＩＹ４”’Ｊｇ３図の場合であれば、従来の第１図に
おける三相の交流電流指令Ｌ’ｆｕ　−Ｌｉ％ｖＩ：ｌ
−＃＋価であり、又、電荷の電流ベクトルエｌは実際に
負荷に流れる電流！ＩＵ　””　ＬＩＷと叫価であるか
ら、よって、これら交流電流指令ＬＹｔ＋　＋　ＬＩＷ
と負荷電流Ｌｌυ〜Ｌ１ｗは交流楓でありながら、その
位相、振幅とも完全Ｃニ一致したものとなる０まだ、誤
差εｌａｌεｌβが常に直流量で検出さハるから、出力
周波数の大小いかんにかかわらず、電流指令値と実際の
負荷電流を完全に一致させることができる。従つ【、第
１図の従来の實１流制御法で現われた欠点を、本発明の
この電流制御法では完全に克服できる０ところで、第３
図の説明では指令器１５０なるものを設イ′シて、１コ
の箆６＋Ｌ振幅指令工１　を２つの成分費。、工Ｙβ１
−分けて与える如くハ負′、明Ｌ７ているが、こｔｌは
一般的には次のようＣ二１，７て与えられるＯ即ち、第
７図は本発明ζニなる担３図の和、力変換装置２０を用
いて負荷である訪導電動機工、Ｍをベクトル＋１ＩＩＩ
？ｉ１１で運転する構成である。第７図で３０は回転数
設定器で回転数ωｒを指令（５、この速度でし１の工Ｍ
を回転させる。３１４−１いわゆるベクトル制御器であ
り、回転計６１０の回転献ωｒと前記のω「９及び諸々
の足数を演ηし、て、ここから第１の第１川１１電流基
準値ＩＹ。、第１の位相角θｒが与えられるようになる
。即チ、ベクトル制御においては、第４閉１においてに
、工Ｙ、け誘２Ｊｔ軍、動機の碌東沖、流指令イーでを
）す、工ＹｆＦはトルク箪ｒＡｒ、指令値であり、その
合成の伜は指令の固定子′Ｌｌ’ｌ；流ベクトルと丘い
ｓ　ＩＩは肋棉４幾内部１−確立される実際の固定子ｔ
ｌｆ’、　Ｉ／Ｉｔ、ベクトルである。当然位相角００
９゛も与えらｔＬる。ベクトル制御で目指令の布１流ベ
クトルエｒと実際の％ｉ：　ｔＡＦ。

ベクトルｒｌを完全Ｃニ一致さぜることか、制御のポイ
ントとなるが、この点の１細に、必要であれば米国電気
学会雑誌ＩＦｉＦＩＫ　Ｖｏｌ、　ＩＡ−１６，Ｎｏ３
　ＭＡＹ／ＪＵＮＫ１９８０、　Ｐ３４２〜３５０（二
連べられているので、ここでは説明を省略する。よって
、第７図の電力変換装置２０は、ベクトル制御器３１か
ら与えられる指令値エフ、工Ｙｐ、θｒ口基づいて、前
述説明の如き制御が行わハ、ることになる。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によれば、インノクータ又は
サイクロコンバータなどの電力変換装置を用いて負荷Ｃ
二条相交流電流を供給する時（二問題になっていた、多
相電流の設定値と実際に負荷に供給される多相交流′ル
、流との間の摂幅誤差１位相誤差を完全（二除去し７得
るから、この電流制御法を採用した電力変換装置を用い
て電動機のベクトル制御運転を行う場合には、制御の安
定性を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電流制御法を採用した電力変換装置の構
成図、第２図は多相電流とその合成値である電流ベクト
ルとの関係を説明４るための図、第３図はｉ発明の電流
制御法を採用した電力変換装置の構成図、第４図は本発
明の電流制御法を説明するための各信号の関係図、第５
図は第３図の中の検出器４５０の詳に４１１図、ｉ１６
図は第３図の中の制御回路３５０の詳細図、ｔａｒ図ね
訴導電動機をベクトル制御で運転する時のブロック図で
ある。３０・・・回転数設定器　　３１・・・ベクトル制御器
１０１・・・電流抛幅股定益　１０３・・・周波数設定
器１５０・・・指令器　　　　２０・・・箱、力変換装
置３００・・・ｔｌ＋制御回路　　　３５０・・・ｆｆ
ｉ！Ｉ御回路４５０・・・検出器　　　　２００・・制
御回路５００・・・サイクロコンバータ５１６〜５１８・・・電流検出器　６００・・・負荷６
１０・・・回転側

Claims

【特許請求の範囲】（］　）　　’Ｉ’ｊ流指令がヵえらｆｌ、その市、流
指令ｌ二基づいて１１１．力変換装ｆ紅が制御され、多
相負性に１１Ｌ流指令に応じた多相交流電流を供給する
ようにした電力変換装置において、多相交流電流を、ｕ
４１軸。第２Ｉｌ：ｌＩＩよりなる２佃］の回転序標系表示の空
間ベクトルとしてとらへ、この空間ベクトルの電流指令
値を指令するｂｌとして、ベクトルの前記回転座標系の
第１軸にｒｆｌ相の第１の第１軸電流基準値と、第２１
１１＋に同相の第１の第２４）１目η、流基準値及び前
記回転座標系の固定座標に対する位相角の第１の位相角
を与え多相負荷を検出シ１５、その゛折流から、前ｎ１
２回転座標系表示における負荷ｍ流ベクトルの。６１１記第１軸に同相の第１の第１軸電流実際６にと、
第２軸に同相の第１の第２軸電流実際値を検出し、前Ｈ
ｒｒ第１の第１軸重流基準値と第１の第１軸電流実際値
との第１の第１軸比較演詩を行い、その演算結果により
？４Ｉ２の第１軸電流基準を決定し、前記第１の第２軸
電流基準値と第１の第２軸電流実際値との第１の第２軸
比較演算を行い、その演算結果Ｃ二よりＩＩＰ　２の第
２軸電流基準を決定し、前記第２の第１軸電流基準と第
２の第２軸枇流基準から第２の損幅基準及び第２の補正
電流角を演′ｊＡ、　ｔ、、、前記第１の位相角と第２
の補正釦、流角を加詣して第２の位相衷：準を導出し、
前記第２の位相基準と第２の振幅基準から多相負荷への
多相の第３の電流指令を導出し、前記多相の第３の電流
指令飴と前記検出の多相負荷η１、流とを、対応する個
々の相で比較演算して、その演算結果により多相の市、
圧指令を導出し、前記型、圧指令弧−基づいて霜−力変
換器の出力電圧を調整して多相負荷の電流を制御するこ
とを特徴とする、電力変換装置の電流制御方法。稔）前記２１１’ｌ１１の回転座標系を、前記第１の第
１軸電流基準の周波数に同期し、て（すｊ転するｉ（ｊ
交序位系とし、たことを特徴とする特許肋求の範囲第１
Ｊｌｉ記載の電力変換装置の電流制御方法。