JPS5938593B2 - 電子楽器の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ’５ 本発明はミュージックシンセサイザの音源部に関
し、とくに、ディジタル化したミュージックシンセサイ
ザに関するものである。

・Ｃハ 従来、ミユージツクシンセサイザはアナログ方式でつく
られている。

これは、鍵盤の各鍵に対応した鍵電圧を発生させ、鍵電
圧にビブラート信号などの変調信号電圧を加算し、この
信号を逆対数変換器によつて等比間隔の尺度にもとづく
電圧に変換し、この電圧によつて電圧制御発振器を制御
して音階信号を発生させるものである。そしてこの音源
信号を電圧制御沢波器に加えて所望の音色づけを行ない
楽音信号をつくり出す。電圧制御沢波器の周波数特性を
制御するためには上記鍵電圧や別に設けたエンベロープ
信号（一般にＡＤＳＲ信号という）を使う。電圧制御沢
波器の出力は電圧制御増幅器に印加される。電圧制御増
幅器には別のエンベロープ信号が増輻度制御用に印加さ
れて、楽音信号の音量変化が付与される。このようなア
ナログ電圧制御技術による従来のミユージツクシンセサ
イザは、動作が不安定で長時間の連続使用に耐えないも
のである。

とくに楽器の生命であるピツチの安定度や音階の正確さ
の点に、改良が望まれていた。本発明は、このような従
来の欠点を改良することを目的としている。本発明は、
デイジタル値によつて楽音信号の周波数や周波数スペク
トルあるいは振幅などの楽音の属性を制御するデイジタ
ル方式の楽音発生装置を、ミユージツクシンセサイザな
どの電子楽器に適用する際に、種々の可変要素より、楽
音のピツチ、ビブラートの深さなどの属性を設定あるい
は可変するための制御デイジタル量を簡単に発生させる
ようにしたものであり、これによつて、従米困難であつ
たミユージツクシンセサイザなどの電子楽器をデイジタ
ル化することを可能にするものである。このために、本
発明ではアナログ可変素子（たとえば可変抵抗器）とカ
ウンタを備え、上記可変抵抗器によつてパルスのパルス
幅やパルス周波数を可変設定し、これらをカウンタによ
つて計数して制御デイジタル量に変換し、この制御デイ
ジタル量によつて楽音をデイジタル的に制御するように
している。

上記パルス幅を可変するには単安定マルチバイブレータ
のようなものを用いればよい。またパルス周波数の可変
のためには公知のパルス発振器を利用することができる
。また、本発明では上記カウンタに併せて計数禁止用の
スイツチを設け、計数禁止のときには前回計数したデイ
ジタル量をそのまま記憶するようにして、アナログ可変
素子の安定度をさほど必要としなくなるように配慮して
いる。

このように、本発明は、従米アナログデイジタル変換器
を用いたり、複雑な機構のデイジタルスイツチを用いざ
るを得なかつた連続的アナログ可変の操作を、きわめて
簡単な構成で実現するものである。

以下図面と共に説明する。

以下の説明、及び、図面において、ＬＤはロードを意味
し、カウンタやラツチに外からデータを入力するもので
ある。ＣＫはカウンタのクロツク端子である。ＣＬはカ
ウンタやレジスタの内容をＯにするクリア端子である。
Ｄは遅延器で一般にはＤフリツプフロツプを用い、適当
なりロツクによつて、約１クロツク分入力を遅らせる。
各カウンタやレジスタ、ラツチなどは、現在、ＴＴＬや
ＣＭＯＳなどの集積回路として入手できるものであるか
ら、いたずらに詳しい説明はしていない。また、説明お
よび理解のしやすいように、すべて正論理によつて説明
している。第１図は本発明のプロツク図である。１は鍵
盤の各鍵によつて開閉操作される鍵スイツチである。

２はキーアサイナであつて、鍵スイツチ１のうちどの鍵
スイツチが選択されているかを調べ、選択された鍵スイ
ツチに対応したキーデータ（一般に２進コード形式）を
出力する。

１４は移調装置であつて、１２半音階の一・調、二調な
どの１２種類の調に対応した移調データＴＰＳをキーア
サイナ２に供給する。

上記キーデータＫＤＴには移調データＫＰＳが加算され
て含まれている。１１はデイジタル表現されたキーデー
タＫＤＴをアナログのキー電圧に変換するためのＤＡ変
換器である。

９は変調装置であつて、ビブラート効果のような周波数
変調のための変調データＭＤＴを出力する。

ビプラート効果を三角波状にかける場合、変調データＭ
ＤＴは、２進コード形式でその値がほぼ一定量ずつ増減
するようなコードにする。１０は粗調装置であつて、最
終的に音階信号の周波数を可聴周波数範囲の任意の領域
に設定するために、粗調データＣＤＴを出力する。

粗調データＣＤＴは、後述する音階信号の構成方法によ
つて異なるが、本実施例では１１ビツトの２進コードを
用いる。４はノート演算装置であつて、キーデータＫＤ
Ｔと粗調データＣＤＴと変調データＭＤＴとを加算（ま
たは＝部減算）し、後述するＭＯｄｕｌＯ演算を行なつ
て、ノートアドレスとオクターブアドレスの２つのコー
ドを出力する。

ノートアドレスは１オクターブ内のどのような音高であ
るかを指定するコードであり、オクターブアドレスは、
上記１オクターブ内の音高を１オクターブ間隔で分周す
る際のオクターブ数を指定するコードである。音階信号
は、クロツク発振器１２、クロツク処理装置８、微調装
置１３、プログラムデバータ６、オクターブデバイダ７
によつてつくり出される。クロツク発振器１２は周波数
Ｆｃ（Ｆｃ一約８ＭＨｚ）のトーンクロツク信号ＴＣＫ
を発生するもので、発振周波数が安定なもの、たとえば
、水晶発振器のようなもので構成されている。微調装置
１３は微調パルスＦＩＮを出力する発振器で、その周波
数はトーンクロツク信号ＴＣＫの周波数より低く、一般
に８００ＫＨｚ以下であり、かつ、その周波数が可変抵
抗器やスイツチなどによつて変化できるようなものであ
る。クロツク処理装置８は、上記トーンクロツク信号Ｔ
ＣＫのパルス列から、上記微調パルスＦＩＮにしたがつ
て、パルスを抜取ることによつて、上記トーンクロツク
信号ＴＣＫのパルス列の密度を下げ、その結果、周波数
を下げるものである。この周波数をαＦｃとする。クロ
ツク処理装置８の出力パルスはプログラムデバータ６に
加えられ、第８図に示すような所定の分周数Ｎにしたが
つて分周される。プログラムデバータ６の出力の周波数
は、αＦｃ／Ｎになる。この出力信号はオクタープデバ
イダ７に加えられて、２のべき乗の分周が行なわれる。
したがつて、音階信号の周波数は、αＦＣ／Ｎ・２ｎ（
ｎ−０、１、２、・・・・・・・・・）になる。ラゞロ
グラムデバイダ６の分周数Ｎはノートテーブル５により
与えられる。

ノートテーブル５はノートアドレスにしたがつて、所定
の分周数Ｎに対応するコードを出力するＲＯＭ（リード
オンリーメモリ）で構成されている。オクターブデバイ
ダ７の分周数２ｎ（７）ｎはオクタープアドレスにした
がつて決められる。キーオンパルス発生器３は、鍵スイ
ツチ１のうち１つでも押さえられていると″１Ｉになり
、鍵スイツチが押されていないと！′０″になるような
キーオンパルスを出力する。

これらの各部分は、タイミングパルス発生器１６が出力
するさまざまなタイミングパルスによつて動作する。

以下、第１図の各部分のさらに詳細な構成とその動作に
ついて、第７図のタイミングチヤートと共に説明する。

〔鍵スイツチ、キーアサイナ〕

第２図は鍵スイツチ１、キーアサイナ２の一実施例の図
である。

第２図の下部にはノート演算装置４の＝部も示されてい
る。キーアサイナ２やその他の本実施例における各部分
は、すべて、第７図に示すように、１周期を単位とする
繰返し動作を行なうが、説明の都合上、キースタート信
号ＫＳＴから説明する。キースタート信号ＫＳＴは６進
カウンタ２−３と８進カウンタ２−４とのＣＬ端子に加
わり、両カウンタ２−３と２−４をクリアすると共に遅
延器２−５を介してＲＳフリツプフロツプ２−６をセツ
トする。

キークロツク信号ＫＣＫは、主クロツク信号ＡＣＫを１
／１６に分周した信号であつて、アンドゲート２−７に
印加されている。ＲＳフリツプフロツプ２−６がセツト
された後、キーエネーブル信号ＫＥＮがアンドゲート２
−７に入ると、キークロツク信号ＫＣＫはアンドゲート
２一７を通過して６進カウンタ２−３のＣ／Ｋ端子に入
り、カウントを開始する。６進カウンタ２−３の桁上げ
出力は８進カウンタ２−４のＣＫ端子に入り、８進カウ
ンタ２−４を駆動する。

６進カウンタ２−３の３ビツトの出力はデータセレクタ
２−２のアドレス入力端子Ａ。

，Ａｌ，Ａ２に加えられ、データ入力端子Ｄ。−Ｄ５に
加えられるデータのうちの１つだけを選択して出力端子
に出力する。この出力信号をキー出力信号ＫＯＴと呼ぶ
。８進カウンタ２−４の３ビツトの出力はデコーダ２１
の入力端子Ａ。

，Ａ，，Ａ２に加えられ、（Ａ２，Ａｌ，ＡＯ）の３ビ
ツトのコードにしたがつて、出力端子Ｑ。−Ｑ７のうち
の１つを選択し、そこに出力を出す。鍵スイツチ１は、
データセレクタ２−２の入力ＤＯ−Ｄ５を各行とし、デ
コーダ２−１の出力Ｑ。

〜Ｑ７を各列とするマトリツクスの交点に、ダイオード
と直列に配置されたスイツチ１−１により構成されてい
る。マトリツクスの交点（ＱＯ，ＤＯ）に最低音の鍵ス
イツチを配し、（ＱＯ，Ｄｌ）、（ＱＯ，Ｄ２）、・・
・・・・・・・ （ＱＯ，Ｄ５）、（Ｑｌ，ＤＯ）、・
・・・・・・・・の順に、より高音の鍵スイツチを配す
るようにする。また、６進カウンタ２−３の計数によつ
て、ＤＯ，Ｄｌ，Ｄ２，・・・・・・・・・，Ｄ５の順
にデータが選択され、かつ、８進カウンタ２−４の計数
によつて、ＱＯ，Ｑｌ，Ｑ２，・・・・・・・・・，Ｑ
７の順に出力が走査信号として出るものとすれば、上記
マトリツクスの交点が低音の鍵スイツチから高音の鍵ス
イツチへ順にスキヤンされる。鍵スイツチが押されてい
るときには、その鍵スイツチに対応するスキャン時点に
おいて、キー出力信号ＫＯＴが７ビになり、その鍵スイ
ツチが押されていなければ、キー出力信号ＫＯＴは″Ｏ
″になる。６進カウンタ２−３と８進カウンタ２−４と
が計数開始し、上記マトリツクスをスキヤンしてゆき、
鍵スイツチが０Ｎの交点にくるとキー出力信号ＫＯＴが
現われる。

最初に現われたキー出力信号ＫＯＴが、押鍵されている
鍵のうちの最低音の鍵に対応することになる。先に説明
したキースタート信号ＫＳＴは、プリセツタブルカウン
タ２−８のＬＤ端子にも印加されており、キースタート
信号ＫＳＴによつて、プリセツタブルカウンタ２−８の
プリセツト入力端子Ｄ。

，Ｄｌ，Ｄ２，Ｄ３に加えられた移調データＴＰＳが、
プリセツトされる。先に説明したアンドゲート２−７の
出力がプリセツタブルカウンタ２−８のＣＫ端子に印加
されるので、６進カウンタ２−３とプリセツタブルカウ
ンタ２−８は同期して計数を行なう。したがつて、プリ
セツタブルカウンタ２−８の計数値は移調データＰＳを
初期値として、以後、ＣＫ端子に加えられるクロツク信
号のパルス数だけ増加してゆく。データセレクタ２−２
から、先に述べたように、キー出力信号ＫＯＴが出力さ
れると、このキー出力信号ＫＯＴはＲＳフリツプフロツ
プ２−６のＲ端子に加わつてりセツトし、その出力Ｑを
／／Ｏ″にするのでアンドゲート２−７は禁止となり、
キークロツク信号ＫＣＫはアンドゲート２−７において
阻止され、６進カウンタ２−３、８進カウンタ２−４と
プリセツタブルカウンタ２−８は計数を停止する。

キー出力信号ＫＯＴは６ビツトのラツチ２−９のＬＤ端
子に印加され、プリセツタフルカウンタ２−８の最終計
数値Ｑ。−Ｑ５はラツチ２−９の入力端子Ｄ。−Ｄ５に
加えられて記憶され、このデータはキーデータＫＤＴと
してＤＡ変換器１１とノート演算処理装置４とに印加さ
れる。このキーデータＫＤＴはラツチ２−９のＬＤ端子
に新たにパルスが印加されるまで記憶されつづける。６
進カウンタ２−３やプリセツタブルカウンタ２−８が計
数したキークロツク信号ＫＣＫのパルス数は、鍵スイツ
チのマトリツクスの（ＱＯ，ＤＯ）から始めて、最初に
０Ｎになつている鍵スイツチの交点までの、交点の数、
いいかえると、最低音の鍵から数え始めて０Ｎにならて
いる最初の鍵までの鍵数に等しい。

また別の表現をすると、低音優先方式によつて、押され
ている鍵中の最低音の鍵を表わしているとも云える。プ
リセツタブルカウンタ２−８の初期値は移調データＴＰ
Ｓであつた。したがつて、キーデータＫＤＴは上記押鍵
中の最低音鍵の番号と移調データＴＰＳとを加算したデ
ータになる。移調データＴＰＳが０、すなわち２進数で
００００であれば、キーデータＫＤＴは、鍵の番号に一
致する。移調データが１であれば、キーデータＫＤＴは
、実際に押鍵された鍵の番号より１鍵高い鍵を指示する
ことになる。これは半音だけ高音側に移調したのと等価
である。したがつて移調データＴＰＳをサムウイールス
イツチのようなデイジタルスイツチを使つてＯ〜１１の
１２通り用意すれば、１２平均律の各調への移調が可能
になる。上記マトリツクスの交点は、６Ｘ８−４８ある
から、最大４８鍵の鍵盤まで使用可能である。

４８鍵のうち、どの鍵も押されていなければ、キー出力
信号ＫＯＴは出力されない。

後述するようにシステムの拡張ができるように、キーク
ロツク信号ＫＣＫはマトリツクスを２回スキヤンする。
すなわち、キークロツク信号ＫＣＫが４８個のパルスを
出力すると、再び、キースタート信号ＫＳＴを発生させ
て、６進カウンタ２−３、８進カウンタ２−４およびプ
リセツタフルカウンタ２一８をクリア、またはロードの
状態にし、再び４８個のキークロツク信号ＫＣＫにより
、マトリツクスをスキヤンする。合計９６個（−４８×
２個）のキークロツク信号ＫＣＫにより、上記マトリツ
クスを２回スキヤンし終ると、キーエネーブル信号ＫＥ
Ｎが７０″になりゲート２−７を禁止し、６進カウンタ
２−３とプリセツタブルカウンタ２−８の計数は停止す
る。上記２回のマトリツクスのスキャン中に、押鍵がな
くてキー出力信号ＫＯＴが発生しなければ、ラツチ２−
９はそれ以前のキーデータＫＤＴを出力しつづけるので
、離鍵したときも、離鍵前のキーデータＫＤＴが記憶さ
れることになる。以上の説明により、鍵スイツチ１とキ
ーアサイナ２は、低音優先方式で、押鍵された鍵の番号
と移調データＴＰＳの和に等しいキーデータＫＤＴを押
鍵中および離鍵後も出力する動作をすることが理解され
るであろう。

上記説明において、キーエネーブル信号ＫＥＮぱ、４８
×２＝９６のキークロツク信号ＫＣＫ分用意され、鍵ス
イツチ１のマトリツクスは２回スキャンされるようにし
た。

鍵スイツチ１が４８鍵以内の場合には、１回スキャンす
るように、タイミング信号をつくつてもよい。上記実施
例のようにしておけば、少々の論理回路を追加するだけ
で、電子オルガンで一般的である４９鍵や６１鍵に拡張
することができる。この場合の実施例を、第２一ａ図に
示す。第２−ａ図において、デコーダ２−１の出力ＱＯ
−Ｑ７のうち、最初にパルスを出すＱ。

の立上りで単安定マルチパイプレータ２−１０をトリガ
する。単安定マルチバイブレータ２−１０はポジテイブ
エツジトリガで再トリガされない形式とする。単安定マ
ルチバイブレータ２−１０の出力するパルス幅は、デコ
ーダ２−１の出力Ｑ。−Ｑ７の全パルス幅より少し大き
いものとする。したがつて、単定安マルチバイブレータ
２−１０はＱ。の第１回目のパルスによつてトリガされ
るが、第２回目のパルスではトリガされない。単安定マ
ルチバイブレータ２−１０のＱ出力とデコーダ２−１の
Ｑ７出力がアンドゲート２−１１に加えられる。したが
つて、２回のスキヤンのうちの第１回目のデコーダ２−
１のＱ７出力はアンドゲート２一１１において禁止され
、第２回目のＱ７がＴフリツプフロツプ２−１２のＣＬ
端子に加わりりセツトする。したがつて、Ｔフリツプフ
ロツブ２−１２のＴ端子に加わるデコーダ２−１のＱ。
のうち、第１回目のスキヤンに対応するものがＴフリツ
プフロツプ２−１２のＱ出力を７ビにし、第２回目のス
キヤンに対応するものが″Ｏ″にする。そして、その後
、上記第２回目のＱ７がクリアし、以下この動作をくり
返す。なお、上記動作は本装置の電源を０Ｎにした後の
最初のシーケンスでは成立しないが、２回目以降のシー
ケンスからは、くり返して起きる。Ｔフリツプフロツプ
２−１２のＱ出力は、８個の２入力のアンド群２−１３
の各一方の人力端子に加わつている。

残りの各入力端子には、デコーダ２−１の出力Ｑ。−Ｑ
７がそれぞれ加わつている。Ｔフリツプフロツプ２−１
２のＱ出力は、アンドゲート群２−１４に加わつている
。アンドゲート群２−１４の８個の各アンドゲートの残
りの各入力端子には、デコーダ２−１の出力Ｑ。−Ｑ７
がそれぞれ加わつている。第１回目のスキヤンではアン
ドゲート群２−１３が選択され、これらに対応する鍵ス
イツチ１のうちの右半分のマトリツクスがスキヤンされ
る。第２回目のスキヤンではアンドゲート群２−１４が
選択されて、残りのマトリツクスがスキヤンされる。鍵
スイツチ１の左半分のマトリツクスの各交点に、右半分
のマトリツクスの各交点の鍵スイツチにつづく高音側の
鍵スイツチを順次配列すれば、先に述べたように、低音
優先機能をもたせたまま、４９鍵以上、最高９６鍵まで
の鍵スイツチのスキャンができることになる。なお、９
６鍵のスキャンをするときには、第２回のプリセツタブ
ルカウンタ２−８、ラツチ２−９などを７ビツトのもの
にしておく必要があることは云うまでもない。このよう
に、あらかじめ、タイミングのとり方として、システム
制御シーケンス時間内に複数の走査時間区間を設けてお
き、第１の走査時間区間と第２の走査時間区間とを別々
のマトリツクスの走査に用いるようにしておけば、種々
の大きさの鍵盤を用いることができる。

このことは、本発明を大規模な集積回路にする場合、そ
の用途を拡大することができることになるから非常に有
利である。とくに、集積回路のパツケージの端子数に制
約のある場合、通常は４８鍵以下で使えるようにして端
子数を減らしておきながら、必要な場合には９６鍵まで
拡張できることになる。なお、上記第２−ａ図において
、システム制御シーケンス全体に対して同期した別の同
期パルスを用いてＴフリツプフロツプ２−１２の出力Ｑ
とＱをつくるようにしてもよいことは云うまでもない〜 上記説明において、移調装置１４を省くには、プリセツ
タブルカウンタ２−８の代りに、簡単なカウンタを用い
ればよいことは云うまでもない。

また、上記６進と８進のカウンタ２−３と２一４の内容
をキーデータとして使つてもよい。上記説明においては
、低音の鍵スイツチよりスキャンをするようにして低音
優先としたが、高音優先で検出するには、鍵スイツチの
配列をマトリツクス上で変更して、高音の鍵スイツチほ
ど早くスキヤンされるようにすればよい。ただし、この
ときは、高音鍵ほどキーデータＫＤＴは小さい数となる
ので、後述するノート演算において、加減算を変更する
必要が生じる。また移調装置１４の出力する移調データ
ＴＰＳの値も大小逆にしなければならない。上記説明に
おいては、キーデータＫＤＴをＤＡ変換器１１によりア
ナログ電圧に変換するようにしているが、キーデータＫ
ＤＴをそのまま並列のデイジタル信号として出力しても
よいし、出力端子数を減らすために、直列のデータに変
更してから出力するようにしてもよい。

このような並直列のデータ変換は周知の技術であるから
説明を省く。また、上記鍵スイツチ１を走査する走査装
置としてのデータセレクタ２−２、デコーダ２−Ｌカウ
ンタ２−３，２−４などは、鍵スイツチを順次１個ずつ
走査したが、電子卓上計算機などで知られているように
、鍵スイツチのグループごとに走査して、そのグループ
の中の鍵スイツチの０Ｎ，０ＦＦを検出するようにして
もよい。また、これらを、マイクロプロセツサ、マイク
ロコンピユータのようにプログラム制御で走査し、上記
移調データの演算は、上記マイクロプロセツサなどの演
算装置によつて行なうようにしてもよい。〔キーオンパ
ルス発生器〕 キーオンパルス発生器３は、鍵スイツチ１の４８個の各
鍵スイツチのうち１個以上が０Ｎになつているとき、キ
ーオンパルスＫＯＮを発生させ、鍵スイツチがすべて０
ＦＦになると、キーオンパルスＫＯＮを出力させないよ
うにする働きをもつている。

このキーオンパルスＫＯＮは、本発明のミユージツクシ
ンセサイザの音源部の出力を受けて楽音信号をつくりだ
す際に使用される。第３図はキーオンパルス発生器３の
実施例である。

第２図で説明したキー出力信号ＫＯＴは、遅延器３−２
と２ビツトのカウンタ３−１のＣＬ端子に印加される。
遅延器３−２は、たとえばＤフリツプフロツプで構成さ
れる。遅延器３−２の出力はＲＳフリツプフロツプ３−
３のＳ（セツト）端子に印加されている。カウンタ３−
１の最上位ビツト出力ＭＳＢはＲＳフリツプフロツプ３
−３のＲ（りセツト）端子に印加されている。ＲＳフリ
ツプフロツプ３−３の出力Ｑが′２「５のとき、遅延器
３−５とアンドゲート３−６を介して、キーオンスルス
ＫＯＮは７「５になり、かつ、アンドゲート３−４を介
して、キーロード信号ＫＬＤがカウンタ３−１のＣＫ端
子にクロツク信号として供給される。カウンタ３−１は
２ビツトしかないから、すぐにＭＳＢ出力は１になり、
ＲＳフリツプフロツプ３−３をりセツトし、出力Ｑは！
７０″になり、アンドゲート３−６と３−４は禁止にな
り、キーオンパルスＫＯＮは″０″になり、カウンタ３
−１のＭＳＢぱ″１″のままになる。以上の状態は、鍵
スイツチ１が押されず、したがつて、キー出力信号ＫＯ
Ｔがない場合、ずつと続く。鍵スイツチ１が押され、キ
ー出力信号ＫＯＴが現われると、まずカウンタ３−１が
クリアされて、ＭＳＢが７０′２になり、そのあと、遅
延器３−２を介してＲＳフリツプフロツプがセツトされ
、その出力Ｑは７ビになる。遅延器３−５のＣＫ端子に
第７図に示すようなキーロード信号ＫＬＤが加わると遅
延器３−５の出力が″５ビになり、アンドゲート３−６
よりキーオンパルスＫＯＮが出力される。また、アンド
ゲート３−４が開いて、キーロード信号ＫＬＤがカウン
タ３−１に加わる。鍵スイツチ１が押されつづけたまま
のときには、キーロード信号ＫＬＤが加わつたあとで、
必ずキー出力信号ＫＯＴが加わり、カウンタ３−１をク
リアしてしまうから、カウンタ３−１のＭＳＢ出力は２
０２のままである。したがつて、キーオンパルスＫＯＮ
は″１′５のままである。鍵スイツチ１が離されて、キ
ー出力信号ＫＯＴが来なくなると、カウンタ３−１のク
リアが行なわれなくなり、ＭＳＢ出力が７ビになるまで
、カウントアツプし、そこで、ＭＳＢ出力がＲＳフリツ
プフロツプ３−３をりセツトし、その後最初に発生する
キーロード信号ＫＬＤのタイミングより、キーオンパル
スＫＯＮは″０″にもどる。以上がキーオンパルス発生
器３の動作である。

カウンタ３−１のビツト数は、鍵スイツチ１が離されて
から、キーオンパルスＫＯＮが７０″になるまでの時間
に関係するものであるから、ビツト数を増やして、鍵ス
イツチ１の離鍵時のチヤタリングやバウンシングに応答
しないようにすることができる。第３図においてキーロ
ード信号ＫＬＤよりも高い周波数の信号を用いる場合に
は、それに応じてカウンタ３−１のビツト数を増加させ
ればよい。

〔変調装置〕変調装置９は、ビブラート効果やグライド
効果などの周波数変調を実現するためのものである。

本発明において用いる変調の方法は、従来公知のアナロ
グ信号形式のビブラート信号やグライド信号を、アナロ
グーデイジタル変換によつて、デイジタル量に変換し、
これを、変調データＭＤＴとして用いるものである。し
たがつて、ノート演算装置４の受け入れるデータ形式に
合致した変調データＭＤＴが得られるものであれば、上
記のアナログーデイジタル変換器としては、どんなもの
でもよいことになる。第４図は、変調信号源と電圧一周
波数変換方式によるアナログーデイジタル変換器のアナ
ログ部を示している。

これと組合わせて使うデイジタル部は、第５図の右側に
示してある。第４図の９−１０は、ビブラート信号とグ
ライド信号をつくる変調信号源である。

ビブラート発振器９−１１は、端子９−１３，９−１４
，９一１５にそれぞれ正 波、三角波、方形波のビブラ
ート信号を出力する。スイツチにより選択されたビブラ
ート周波数は可変抵抗器９−１２によつて調節できる。
ビブラート効果の深さは可変抵抗器９−１６により調節
される。９−１７ぱグライド信号発生器であつて、キー
オンパルスＫＯＮに同期したトリガが印加されると立下
り、そのあと徐徐に立上る波形を発生する。

立上りの時定数は可変抵抗器９−１８により調節され、
グライド効果の深さは可変抵抗器９−１９により調節さ
れる。ビブラート信号ＶＩＢとグライド信号ＧＬはつぎ
に説明する絶対値回路に印加される。第４図において、
演算増幅器９−７、抵抗Ｒｌ，Ｒ３，Ｒ８、ダイオード
Ｄｌ，Ｄ２は、入力ＶＩＢの正の半波のみを反転して出
力し、負の半波をクリツプして点Ａに出力するクリツパ
を構成している。

演算増幅器９−８、抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６は反転加算器
を構成している。ここでＲ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ５−Ｒ６
−Ｒ７−２Ｒ４の関係にすると、クリツパの出力（点Ａ
）に対する加算利得が２倍、入力信号（点Ｂ）に対する
利得（抵抗Ｒ６，Ｒ７の経路）が１になるので、正入力
に対して利得１、負入力に対して利得−１となり、絶対
値回路になる。トランジスタＱｌ，Ｑ２と抵抗Ｒ８およ
びキヤパシタＣはサンプルホールド回路であつて、上記
絶対値回路の出力信号をサンプルホールドする。サンプ
ル信号には、りセツト信号ＲＳＴによつてトリガされる
単安定マルチバイブレータ９−４の出力信号を用いる。
クリツパの出力は、インバータ９３により反転増幅され
、Ｄ−フリツプフロツプ９−６により記憶されて、符号
信号ＳＧＮになる。抵抗Ｒ２とＲ７は、上記絶対値回路
にグライド信号ＧＬを加算するために設けている。トラ
ンジスタＱ２のソース端子に現われる絶対値回路の出力
信号のサンプル値は、ＶＦＣ（電圧周波数変換器）９−
５に加えられる。したがつて、ビブラート信号ＶＩＢと
グライド信号ＧＬの絶対値の和のサンプル電圧に比例し
た周波数をもつた変調クロツク信号ＭＣＫが、ＶＣＦ９
−５の出力端子に得られる。つぎに、変調クロツク信号
ＭＣＫの周波数をデイジタル値に変調する手順について
説明する。

第５図の右端の９−１は、８ビツトのカウンタで、９−
２ぱアンドゲートである。まず、タイミングパルス発生
器１６より発生する変調クリア信号ＭＣＬがカウンタ９
−１のＣＬ端子に加わり、カウンタ９−１の内容を消去
する。ひきつづいて、）同じくタイミングパルス発生器
１６より発生する変調ゲート信号ＭＧＴは７ビになる。
この変調ゲート信号ＭＧＴはアンドゲート９−２を開く
と共に、端子ＲＳＴを介して、第４図の単安定マルチバ
イブレータをトリガする。すると、第４図の５サンプル
ホールド回路が新たな変調信号のサンプル値をサンプル
し、ホールドする。この新たなサンプル値に比例した周
波数の変調クロツク信号ＭＣＫは、第５図のアンドゲー
ト９−２を介して、カウンタ９−１のＣＫ端子に加わり
、計数を開始９する。計数は、変調ゲート信号ＭＧＴ／
７ゾＯ″になるまで続けられる。変調ゲート信号ＭＧＴ
が″Ｏ″になり、計数が終了したとき、カウンタ９一１
の内部には、変調クロツク信号ＭＣＫの周波数に比例し
た２進の変調データＭＤＴが記憶される。カウンタ９−
１の出力端子は、変調信号に対するデイジタル端子とみ
なし得る。以上の動作によつて、ビブラート信号とグラ
イド信号の和信号の符号ビツトと振幅ビツトのデイジタ
ル形式の変調データＭＤＴが得られたことになる。

なお、カウンタ９−１の変調データＭＤＴは、変調ロー
ド信号ＭＬＤがダウンカウンタ４一１３のＬＤ端子に入
つたときに、ダウンカウンタ４−１３にプリセツトされ
る。上記の説明においては、電圧一周波数変換方式のア
ナログーデイジタル変換器により、符号ビツトと振幅ビ
ツト（絶対値）のディジタル形式の変調データを得たが
、この他に、パルス幅変調方式のアナログーデイジタル
変換器を用いることもできる。

また、２重積分型や、遂次比較型を用いて、オフセツト
バイナリ形式のデータを得るようにしてもよい。この場
合は、符号ビツトがなく、すべてのデータが２進符号上
では正になるから、後述するノート演算において、減算
は不要になる。遂次比較型のように高速のアナログーデ
イジタル変換器を用いるなら、これを時分割で使用し、
後述するノート演算に必要なタイミングのみで変調デー
タＭＤＴをつくり、空いた時間を別の信号の変換に用い
るようはしてもよい。これらの変更は、周知の技術の組
み合わせにすぎないので、詳細な Ｃ説明は省略する。
以上の説明よりわかるように、本発明では、変調信号と
してはアナログ波形を用いている。

これらの変調信号はすべて時間的変動を伴うものである
。そして、ビブラート信号、グライド信号、工 Ｊンベ
ロープ信号などの波形、たとえば繰返し周波数や立上り
、立下りの時定数などは、第４図に示したようにアナロ
グ可変素子、たとえば可変抵抗器のようなものによつて
自由自在に可変設定できるようにしている。また、ビブ
ラート信号の波形 ３としては正弦波や三角波などが用
意され、これらを切換えて選択し得るようにしている。
しかも、それぞれの信号の振幅も可変抵抗器で設定でき
るようにしている。このように、本発明では、安価で使
いやすい可変抵抗器に代表されるアナログの ４可変素
子を用いることによつて、種々の変調効果の調節と設定
をできるようにしながら、しかも、楽音信号の処理を内
部ではデイジタル的に行なえるようにしている。したが
つて、調整や変更の自フ由度が大きく、人間にとつてな
じみやすいというアナログ分野の特長と、動作が安定で
再現性に優れているデイジタル分野の特長とが生かされ
ている一方、変更に対する自由度の小さいデイジタル分
野の短所が解消されていることになる。

また、ビブラートやグライドの信号、あるいは、エンベ
ロープなどに対応した波形の変更や、さらに別の新しい
変調効果と実現する際には、アナログ入力波形を変更す
ればよいので、自由度が大きくなる利点がある。また、
すでに、波形や周波数の決まつている効果に対しては、
上記アナログ入力によらず、内部にデイジタル方式の正
弦波発生器を設けるようにしてもよいことはいうまでも
ない。上記説明では、楽音の周波数変調の場合について
説明したが、この他に、楽音の周波数スペクトルや、波
形の変動など、種々の楽音の属性の制御信号に用いても
よいことはいうまでもない。〔粗調装置〕粗調装置１０
は、先に述べたように、音階信号の周波数を可聴領域内
で広範囲にわたり可変設定するものであつて、本実施例
では、１１ビツトの２進数の粗調データＣＤＴを得るも
のである。

粗調装置１０の実施例は、第５図の左下部に示されてい
る。端子１０−５には、粗調クロツク信号ＣＣＫが印加
される。粗調クロツク信号ＣＣＫは図示していないが次
のようにしてつくられる。すなわち、アナログ可変素子
の１つである可変抵抗器を手動で調節して、粗調電圧を
発生させ、この粗調電圧をＶＦＣ（電圧周波数変換器）
に印加することにより、粗調電圧に比例した周波数の信
号すなわち粗調クロツク信号ＣＣＫを得る。この粗調ク
ロツク信号ＣＣＫの周波数は、アツプダウンカウンタ４
−１５と１１入力ナンドゲート１０１、アンドゲート１
０−２と１０−４、インバータ１０−３、オアゲート４
−１８によつて、２進１１ビツトのデイジタル形式の粗
調データＣＤＴに変換される。その動作についてつぎに
説明する。まず、アツプダウンカウンタ４−１５の初期
値がＯであるとする。このときナンドゲート１０−１の
出力Jャrである。粗調ゲート信号ＣＧＴは変調ゲート信
号と同様に発生されるが、この粗調ゲート信号ＣＧＴが
７ビになると、アンドゲート１０−２は、粗調クロツク
信号ＣＣＫを通過させる。このとき、粗調タイムスロツ
トＣＴＳは″Ｏ″としているので、アツプダウンカウン
タ４−１５のＵ／Ｄ端子には７ビが加わり、アツプカウ
ント状態になる。この状態で粗調クロツク信号ＣＣＫは
アンドゲート１０−４を通り、オアゲート４−１８を介
して、アツプダウンカウンタ４−１５のＣＫ端子に加わ
り、アツプカウントの計数を開始する。粗調ゲート信号
ＣＧＴが″ｏ′５になるとアンドゲート１０−２が閉じ
て、計数は停止し、それまでの計数値が、アツプダウン
カウンタ４−１５に記憶される。このデータが、粗調デ
ータＣＤＴになる。ナンドゲート１０−１は、アツプダ
ウンカウンタ４−１５がオーバフローするのを防止する
ものであつて、粗調ゲート信号ＣＧＴが７ビの間に、計
数値が２０４７すなわちアツプダウンカウンタ４−１５
の出力が全部７ビになると、ナンドゲート１０−１の出
力はＩＯＩになり、計数を停止させて、粗調データＣＤ
Ｔを２０４７に保持する。オアゲート４−１６とアンド
ゲート４−１７は、ノート演算処理用であるので、後で
説明する。以上の動作により、粗調クロツク信号ＣＣＫ
の周波数に比例した２進１１ビツト形式の粗調データＣ
ＤＴが、アツプダウンカウンタ４−１５の内部に得られ
たことになる。端子１０−５に粗調クロツク信号ＣＣＫ
を印加しなければ、アツプダウンカウンタ４−１５は常
にＯである。

本発明を電子オルガンのように粗調の必要がないものに
応用する場合には、端子１０一５を接地しておけばよい
。粗調装置１０は、本質的に、アナログ的あるいは連続
的に設定される粗調クロツクＣＣＫの周波数をデイジタ
ル形式の粗調データに変換するアナログーデイジタル変
換である。

したがつて、上記以外のアナログ情報をデイジタルデー
タに変換する方法や各種のアナログーデイジタル変換器
を採用することができる。アナログ情報としてぱ、上記
周波数の他にパルスの幅でもよいし、周知の電圧でもよ
い。パルス幅を採用するには、単安定マルチバイブレー
タのように集積回路化の可能な回路と可変抵抗とを使え
ばよい。これらのアナログ情報の場合、時間の計測技術
やデイジタル式電圧計の技術のような公知の技術を活用
すればよい。一般にアナログーデイジタル変換において
は、量子化誤差が発生する。とくに、デイジタル量があ
る値から他の値に変化する境界に対応するアナログ入力
が加わると、そのアナログ入力に対するデイジタル量は
、上記ある値と他の値とのどちらでもよいことになり、
それらのうちのどちらになるかは、確率的に決まること
になる。このような不定の状態をさけて常にどちらか一
方のデイジタル量になるようにすることが望ましい。第
５−ａ図は、上記問題点を解決する便宜的であるが簡便
な方法を示している。

４−１５ａは、粗調データ演算用のダウンカウンタであ
つて、第５図のアツプダウンカウンタ４−１５のダウン
カウントの働きのみを行なう。

１０−７は粗調データを計数記憶するカウンタである。

第５−ａ図では、粗調時には新たにタイミング信号とし
て、粗調スタート信号ＣＳＴ、粗調ロード信号ＣＬＤと
粗調禁止信号ＣＤＬが用意されるものとする。以下に動
作を説明する。粗調を実行するときは、外部より粗調禁
止信号ＣＤＬとして７ビを加えておく。

粗調スタート信号ＣＳＴが発生しアンドゲート１０−６
を介してカウンタ１０−７をクリアする。その後で粗調
ゲート信号ＣＧＴが″１７になり、アンドゲート１０−
２は粗調クロツク信号ＣＣＫを通過させ、カウンタ１０
−７をカウントアツプさせる。粗調ゲート信号ＣＧＴが
″０７になるとカウンタ１０一７はカウント動作を停止
し、粗調データＣＤＴを記憶する。その後粗調ロード信
号ＣＬＤが″″１″″になり、粗調データＣＤＴをダウ
ンカウンタ４１５ａにロードする。そして、ロードが済
むと、粗調タイムスロツト信号ＣＴＳが′５ビになり、
このときにはアンドゲート４−１７を介して、和クロツ
ク信号ＡＣＫがダウンカウンタ４−１５ａのＣＫ端子に
加わるのでダウンカウントが行なわれる。なお、このダ
ウンカウンタ４−１５ａの機能と動作は、本質的に、第
５図のアツプダウンカウンタ４−１５のそれと同じであ
る。その、詳しい動作についてはノート演算装置４の項
で説明する。以上のようにして、カウンタ１０−７は、
粗調データＣＤＴをとり込み記憶する。粗調の必要がな
くなれば、粗調禁止信号ＣＤＬを″０７１にして、カウ
ンタ１０−７の内容がクリアされないようにする。第５
−ａ図のようにすれば、一担記憶された粗調データＣＤ
Ｔは以後安定に記憶されるから、粗調クロツク信号ＣＣ
Ｋの長期的な安定度は悪くても短時間安定度さえよけれ
ばよいことになる。別の粗調データの取り入れ方につい
て説明する。

第５−ａ図のカウンタ１０−７をアツプダウンカウンタ
にし、アツプカウントとダウンカウントの切り換えを外
部に設けたスイツチによつて行なう。カウンタのクロツ
クは内部で用意しておく。アツプカウント用のスイツチ
を設け、これを押さえると、アツプカウントになり、か
つ、クロツク信号がカウンタに加わつてアツプカウント
する。ダウンカウント用のスイツチを別に設け、これを
押ええると、ダウンカウントになり、かつ、ダウンカウ
ントの計数を行なうようにする。このような粗調装置は
、上記アツプダウンカウンタと若干のアンドゲートと上
記スイツチとによつて容易に構成できる。〔クロツク処
理装置〕 クロツク処理装置８は、先に述べたように、トーンクロ
ツク信号ＴＣＫのパルス列から、微調パルスＦＩＮにし
たがつて、パルスを抜取ることにより、トーンクロツク
信号ＴＣＫの周波数Ｆｃを、αＦｃに引き下げる動作を
する。

第６図において、トーンクロツク信号ＴＣＫは、Ｄフリ
ツプフロツプ８−１，８−２のＣＫ端子に印加されてリ
・る。微調パルスＦＩＮはＤフリツプフロツプ８−１の
ＣＤ端子に印加され、ＣＫ端子のトーンクロツク信号
ＴＣＫに同期化されたのち、端子Ｑに現われる。Ｄフリ
ツプフロツプ８−１のＱ出力はＤフリツプフロツプ８−
２のＤ入力に印加されるので、Ｄフリツプフロツプ８−
２の出力Ｑは、その入力よりも、トーンクロツク信号Ｔ
ＣＫの１パルス分遅延されており、しかも、極性は反転
している。したがつて、ナンドゲート８−３の出力には
、微調パルスＦＩＮが７０″から″ｌ′！に立ち上がつ
た時点以後の最初のトーンクロツク信号ＴＣＫのパル
５スの１周期分だけのパルス幅をもつた負のパルスが得
られる。アンドゲート８−４の出力はトーンクロツク信
号ＴＣＫのパルス列から上記負のパルスの部分だけ、パ
ルスが１本抜き取られたものになる。微調パルスＦＩＮ
が立下るときには、Ｄ７ｌリツプフロツプ８−１の出力
Ｑが″０７になつたあとＤフリツプフロツプ８−２の出
力Ｑが７ビになるのでアンドゲート８−３の出力は７ビ
のままになる。したがつて、微調パルスＦＩＮの立上り
時にのみ、トーンクロツク信号ＴＣＫのパルス列から１
本のパルスが抜取られることになる。微調パルスＦＩＮ
の周波数をＦＦとすると、ＦＦの１周期１／ＦＦの期間
中に、トーンクロツク信号の・くルスＦｃ／ＦＦ個が発
生し、そのうち、１個を消去するので、クロツク処理装
置８の出力信号の周波数αＦｃはつぎのようになる。し
たがつて、たとえばＦＦ−０．００１・Ｆｃとすると、
０．１％だけピツチを下げることができることになる。

微調パルスＦＩＮは、発振周波数が可変できる方形波発
振器を用いればよい。上記微調パルスＦＩＮの発生器と
して、電圧制御式の発振器を用いて、その周波数を可変
にすれば、ビブラートやグライド効果をかけることが可
能になる。

第６−ａ図は、クロツク処理装置８の別の実施例である
。

８−５は３ビツトのカウンタで、微調パルスＦＩＮによ
りクリアされ、トーンクロツク信号ＴＣＫにより計数さ
れる。

カウンタ８−５の３つの出力Ｑ。，Ｑｌ，Ｑ２はナンド
ゲート８−６に加わる。したがつて、８個のクロツク中
１個のクロツクの期間のみ（すなわちＱ。，Ｑｌ，Ｑ２
全部カゾビの期間のみ）″Ｏ″になる出力Ａが、アンド
ゲート８−７の一方の入力端子に加わる。残る１つの入
力端子にはトーンクロツク信号ＴＣＫが加えられる。し
たがつて、微調パルスＦＩＮが″Ｏ″であつてクリアが
働かないときには、トーンクロツク信号ＴＣＫは８個に
１個問引かれ、８個中７個のパルスＢが次段のプログラ
ムデバータ６に加わる。一方、微調パルスＦＩＮが７ビ
で、クリアが行なわれると、カウンタ８５の出力は″０
″であるから、アンドゲート８−７は開き、すべてのト
ーンクロツク信号のパルスが通過する。すなわち、アン
ドゲート８−７の出力周波数は、（７／８）Ｆｃか、あ
るいはＦｃになる。微調パルスＦＩＮとして、一定周波
数で、デユーテイサイクルの変更設定できるような信号
を用いる。デユーテイサイクルをβ、すなわち、″７「
５の区間が周期に対してβの割り合いであるとき、アン
ドゲート８−７の出力の平均周波数αＦｃはつぎのよう
になる。すなわち、βをＯから１まで変化させると、α
は０．８７５〜１．０までの約１２％変化する。

たとえば、中央値をβ＝０．５とすると、αは０．９３
７５を中心に０．８７５〜１．０まで変わる。すなわち
、−６。６７％〜＋６．６７％変化させることができる
。

微調パルスＦＩＮの周期が小さいと、上記土６．６７％
の微調の分解能が小さくなつて荒い設定しかできなくな
り、周期が大きいと、より細かい単位で設定できること
になる。

これを具体例で説明する。Ｆｃを８ＭＨｚとし、微調パ
ルスＦＩＮの周波数を１０ＫＨｚとすると、１周期中に
８００個のトーンクロツク信号のパルスが存在し得る。
そして、その周期中に最低７００個、最大８００個の間
で任意にパルス数を設定できることになる。したがつて
、７０１個と７００個の場合の調整が、もつとも分解能
の悪い場合であり、そのときの周波数比はになる。

これは、０．１４３％にあたる。上記説明では、１種類
のトーンクロツク信号ＴＣＫによつて微調するようにし
たが、同一の基本原理にもとづいて、他の方法も実施で
きる。

たとえば、２つのトーンクロツク信号を用意する。これ
らのトーンクロツク信号の周波数をずらしておく。そし
て、この２つの信号のうち１方を上記微調パルスＦＩＮ
がｌ′０″か２ビかにしたがつて選択する。このように
すれば、２つの信号の周波数の中間の周波数の信号が得
られる。微調パルスＦＩＮのデユーテイサイクルを変え
ると、出力周波数が変化する。これらの微調方法におい
て、微調パルスＦＩＮのデユーテイサイクルを電気的に
可変にすれば、ビブラートやグライド効果をかけること
が可能になるので、変調装置９と変調データＭＤＴの演
算を省略することもできる。

デユーテイサイクルを電気的に可変にするには、三角波
や鋸歯状波あるいは正弦波をスライスしてパルス波をつ
くり、そのスライスレベルを電圧比較器などによつて可
変決定するようにすればよい。〔プログラムデバータ〕 プログラムデバータ６は第６図に示すように、ＤＯ，Ｄ
ｌ，Ｄ２，・・・・・・・・・，Ｄ９の１０ビツトの分
周数にしたがつて、分周数Ｎを変化することのできるデ
バイダであつて、フリツプフロツプとゲートの組み合わ
せによりつくることができる。

また、市販の８ビツトのプログラムデバータ（たとえば
、モトロラ社ＭＣｌ４５６９ＢとＭＣｌ４５２６Ｂ）を
２個使えば簡単に構成できる。１０ビツトのプログラム
デバータ６では、分周数Ｎとしては、一般に最大１０２
４までの整数をとることができる。

本発明での分周数Ｎの一例を第８図に示す。プログラム
デバータ６は、１オクターブの範囲内の所定の周波数を
発生させなければならない。本発明では、まず１オクタ
ーブを１２半音階に分け、それぞれの半音階の間をさら
にＬの等比間隔に分割する。以下、Ｌ−１６とする。す
なわち半音階を１／１６半音階に分割することになる。
したがつて１オクターブは、１９２（＝１６×１２）個
の１６分の１半音階によつて構成される。１オクターブ
は、１２００セントであり、半音は１００セントである
から、．１６分の１半音は６．２５セントになる。

以上のように、６２５セント間隔の１９２個の音の名称
を、第８図では、Ｃ（０），Ｃ（１），Ｃ（２），・・
・・・・・・・，Ｃ（１５），Ｂ（ ０ ），Ｂ（１）
，Ｂ（ ２ ），・・・・・・・・・，Ｂ（１５），・
・・・・・・・・，ｃ＃（０），Ｃ＃（ １），・・・
・・・・・・，Ｃ＃（１５）と記している。それぞれの
音名に対する分周数は本来、非整数とくに無理数により
構成されるが、これを、できるだけ誤差を小さくして整
数におきかえると、第８図の分周数Ｎのようになる。Ｃ
（０）の分周数Ｎを５１２とし、これを誤差ｏとすると
、Ｃ（１）では分周数−５１４、セントエラー ＝ ０
．４９９となり、Ｃ＃（１５）では分周数１０２０）セ
ントエラ−０．５２６となる。本来の各音の間隔６．２
５セントに対して、最小間隔は３．３５セントになり、
最大間隔は９．２９セントになる。また、Ｃ（１），Ｂ
（１），Ａ（１），・・・・・・・・・，Ｃ＃（１）（
ただしｉ−０〜１５）は、１２平均律音階の１オクター
ブを構成するが、その本来の半音の間隔１００セントに
対する最大誤差は２．７３セントになる。以上のように
、第８図の分周数Ｎの組を使えば、１２平均律音階とし
て、音階間隔誤差２．７３セント以下であり、かつ、平
均６．２５セント、最悪９．２９セントのステツプで、
擬似連続的にピツチ変化を与えることのできる１オクタ
ーブの音源系をつくることが可能になる。試聴実験によ
れば、９．２９セント以下の不連続な周波数変化は、ク
リツクなどの不連続感が殆どなく、実用上、連続に周波
数が変化したように聞える。つぎに、周波数αＦｃにつ
いて計算を試みる。

音名Ｃ（０）（Ｎ−５１２）のとき、αＦｃ／Ｎがにな
るような音階信号を出力するには、 であればよい。

微調の範囲をα−０．９９を中心にすなわち、約±１％
とするとであればよい。

分周数Ｎは第８図に示した組以外のものが採用できるこ
とはいうまでもない。

それは、必要なピツチの精度によつて決定される問題で
ある。プログラムデバータ６の出力信号のデユーテイサ
イクルは、５０％、３０％などで、できるだけ一定の方
がよい。ほぼ５０％に保つようにしたプログラムデバー
タは公知であるので、それらを使用すればよい。〔ノー
トテーブル〕 ノートテーブル５は、第６図に示すように、ＲＯＭ５−
１とアドレスラツチ５−２より構成さノれる。

ノートアドレスは後述するように、ノート演算装置４の
出力する８ビツトの２進コードであり、第８図の１９２
個の各音名を指定する。したがつて、ノートアドレスは
、０〜１９１の大きさの２進コードと考えてよい。ノー
トアドレスは、後述するように、アンドゲート４−３０
の出力が″″ビになると、アドレスラツチ５−２のＤ。
，Ｄｌ・・・・・・・・・，Ｄ７端子より書き込まれて
記憶される。このノートアドレスは、ＲＯＭ５−１が記
憶している１０ビツト×１９２ワード構成の第８図の１
９２通りの分周数Ｎのうちの単一のワードを指定して、
１０ビツトのデータを、ＲＯＭ５−１の出力端子ＤＯ，
Ｄｌ，Ｄ２，・・・・・・・・・，Ｄ９より出力する。
この出力データは、第８図の分周数Ｎに対応する２進数
であつてプログラムデバータ６に与えられる。〔オクタ
ーブデバイダ〕プログラムデバータ６の出力の周波数は
、である。

この信号は、１オクターブの範囲で変化する。これを、
いわゆる、１／２ｎ分周して、可聴範囲に拡張するのが
オクターブデバイダ７である。オクターブデバイダ７は
、第６図に示すようにプログラムデバータ６の出力（α
Ｆｃ／Ｎ）を受けてこれを分周して各オクターブの音階
信号Ｑｌ，Ｑ２，Ｑ３，・・・・・・・・・，Ｑ９をつ
くるデバイダチエーンJヨ黷Pと、各音階信号Ｑｌ，Ｑ２
，Ｑ３，・・・・・・・・・，Ｑ８とデバイダチエーン
Jヨ黷Pへの入力ＱＯの合計９個の音階信号のうちから１
個選択するデータセレクタJヨ黷Qおよびアドレスラツチ
ｒ一３により構成される。アドレスラツチJヨ黷Rの入力
端子Ｄ。，Ｄｌ，Ｄ２，Ｄ３には、後述するノート演算
装置４の出力するオクターブアドレスが印加されている
。アンドゲート４−３０の出力が７ビになるとアドレス
ラツチJヨ黷Rにオクターブアドレスが入力され記憶され
る。アドレスラツチJヨ黷Rの出力はデータセレクタJヨ
黷Qの入力端子Ａ。，Ａｌ，Ａ２，Ａ４に印加される。
データセレクタJヨ黷Qは、オクターブアドレスＡ。，Ａ
ｌ，Ａ２，Ａ３の４ビツトのコードにしたがつて、上記
ＱＯ，Ｑｌ，・・・・・・・・・，Ｑ８の９個の音階信
号のうちの１つを選択するものであつて、市販の集積回
路素子の組み合わせ（たとえば、モトロラ社ＭＣ１４５
１２や、同社ＭＣｌ４５ｌ４Ｂと若干のアンドゲートの
組み合わせ）によつて実現できる。つぎに、出力端子１
５に得られる音階信号の周波数ＦＯｕｔについて述べる
。オクターブデバイダJヨ黷Pの入力信号Ｑ。は、前述の
トーンクロツク信号ＴＣＫの周波数を８．６５９５ＭＨ
ｚ、α０．９９とすると、分周数Ｎ＝５１２のときであ
り、これは音楽でいう音名Ｃ９に相当する。また、オク
ターブデバイダJヨ黷Pの出力Ｑ８は、１／２分周を８回
繰り返すので、全体で１／２５６になり、になる。

つぎに分周数をＮ−１０２０にすると、になる。したが
つて、可聴周波数領域のほぼ全領域の周波数を発生する
ことができる。〔ノート演算装置〕 ノート演算装置４は、先に説明したように、キーデータ
ＫＤＴと変調データＭＤＴと粗調データＣＤＴの３つの
データを加算し、かつ、ＭＯｄｕｌＯ演算を行なつて、
ノートアドレスとオクターブアドレスとを出力する。

前述したように、１オクターブは、Ｌ＝１６のときには
、１９２の量子化された分周数の組により成り立つてい
る。

キーデータＫＤＴは、１２平均律で演奏することを前提
とする鍵盤と鍵スイツチ１によつて得られたものである
から、上記１９２個の分周数のすべてに対応するのでな
く、１６個おき、すなわち、Ｃ（１），Ｂ（１），Ａ＃
（１），・・・・・・・・・，Ｄ（１），Ｃ＃（１）（
１一０、１、２・・・・・・・・・ １５）の１２個に
対応する。したがつて、キーデータＫＤＴの表わす数値
をＤＫとすると、その１６倍の１６ＤＫがノートアドレ
スに対応する。変調データＭＤＴは、たとえば、ビブラ
ートの場合、あるノートアドレスを中心に、時間的にノ
ートアドレスを増減することにより、平均６．２５セン
トステツプを最小ステツプとする周波数変化を与えるも
のである。

変調データＭＤＴは、先に説明したように、符号ビツト
と８ビツトの振幅ビツトより成立つているので、０〜±
２５５のノートアドレスの増減ができる。これは、±１
５９４セント（＝±２５５×６．２５セント）に対応し
、約±１．５オクターブということになる。粗調データ
ＣＤＴは、先に説明したように、１１ビツトの２進数で
ある。

したがつて、その大きさは、１０進表現では、Ｏ〜２０
４７になる。すなわち、平均６．２５セントステツプの
２０４８個の粗調設定ができることになる。別の表現を
するとであるから、約１０オクターブ余りの粗調ができ
ることになる。

変調データＭＤＴの表わす数値をＤＭ、粗調データＣＤ
Ｔの表わす数値をＤｃとする。

これらＤＭ，Ｄｃとさらに先に述べたキーデータＫＤＴ
のノートアドレスに対応する数値１６ＤＫとの和Ｄｓが
、平均６．２５セントステツプで構成される音階のうち
の所定の音名を指示できる。すなわち、和Ｄｓは次式の
ようになる。和Ｄｓは、ノートアドレスの最大値１９１
を越えることがある。

これは、１オクターブの範囲を越えたことを意味する。
たとえば和Ｄｓが、数０、１９２、３８４、・・・・・
・・・・のように、１９２ずつ増加する数に対応する音
は、それぞれ同音名で互いにオクターブの関係になる。
和Ｄｓを１９２で割り、その商をＡＯＣＴ、余りをＡＮ
ＯＴＥとすると次式のようになる。ＡＮＯＴＥは、第８
図の分周数に対応するノートアドレスになり、ＡＯＣＴ
はオクターブアドレスになる。

たとえば、ＡＯＯＴ−０のとき、ＡＮＯＴＥはＯ〜１９
１の値をとり、これは、第８図の１９２個の分周数の何
番目にあたるかに対応する。ＡＯＣＴ−０のときには、
第６図のオクターブデバイダ７のデータセレクタJヨ黷
Qは、信号Ｑ。を選択する。ＡＯｃＴ−１のときには、
信号Ｑを選択する。以上の説明により、和Ｄから、ノー
トアドレスとオクターブアドレスを求めるにはＭＯｄｕ
ｌＯｌ９２を求めるか、１９２の割り算を行なえばよい
ことがわかる。１９２の割り算は、公知のデイジタルの
演算装置を用いてもよいが、本実施例では、カウンタを
用いて、和Ｄｓを求め、かつ、同時に、割り算の答を求
めるようにしている。

第５図にノート演算装置４の主要部分を示し、第２図の
下端に残りの部分を示している。

以下、その動作を、第７図のタイミングチヤートと共に
説明する。４−５は１９２進のアツプダウンカウンタで
ある。

４−６は４ビツトのバイナリのアツプダウンカウンタで
ある。

まず、和クリア信号ＡＣＬが、アツプダウンカウンタ４
−５と４−６の各ＣＬ端子に加わり、アツプダウンカウ
ンタ４−５と４６の内容は、０になる。アツプダウンカ
ウンタ４５，４−６の各Ｕ／Ｄ端子は、アツプカウント
とダウンカウントとを切り換えるもので、アツプカウン
トのときには加算が、ダウンカウントのときには減算が
行なわれる。和クリア信号ＡＣＬのつぎに、変調タイム
スロツト信号ＭＴＳがアンドゲート４−９と４−１２に
加わる。アン・ドゲート４−９の他の入力端子には符号
信号ＳＧＮが加わつている。符号信号ＳＧＮはアンドゲ
ート４−９オアゲート４−１０を介して、アツプダウン
カウンタ４−５，４−６のＵ／Ｄ端子に加わる。したが
つて、符号ＳＧＮが７ビのときには、アツプカウントに
なり、″″Ｏ″のときにはダウンカウントになる。なお
オアゲート４−１０の残りの２つの端子には、このとき
″Ｏ″２が加わつている。アンドゲート４−１２には、
和クロツク信号ＡＣＫと、オアゲート４−１４の出力も
印加されており、アンドゲート４−１２の出力は、ダウ
ンカウンタ４−１３のＣＫ端子とオアゲート４−１１の
１入力端子にＭＤＴ８として加わつている。先に述べた
ように、ダウンカウンタ４−１３には、すでに変調デー
タＭＤＴがプリセツトされている。この変調データＭＤ
ＴがＯでなければ、オアゲート４１４の出力は７ビであ
るから、アンドゲートＺＯ４−１２は、和クロツク信号
ＡＣＫをダウンカウンタ４−１３に供給し、ダウンカウ
ントを行なう。

また同時に、その和クロツク信号ＡＣＫ（ＭＤＴ＊）は
オアゲート４−１１を介して、アツプダウンカウンタ４
−５のＣＫ端子にも印加され、符号信号ＳＧＮが７ビか
″ｏ″かに応じて、アツプカウントもしくはダウンカウ
ントをさせる。なお、このとき、すなわち、変調タイム
スロツト信号ＭＴＳが″１″のときには、オアゲート４
−１１の他の入力端子は″Ｏ″である。ダウンカウンタ
４−１３がダウンカウントしてゆき、その内容が０にな
ると、オアゲート４−１４の出力カゾＯｌ′になりアン
ドゲート４−１２の出力していたＭＤＴ汽よなくなり、
アツプダウンカウンタ４−５，４−６は計数を終了する
。ダウンカウンタ４１３とアツプダウンカウンタ４−５
，４−６とでは、この間に教えられた双方のクロツク信
号（ＣＬ端子の信号）の数が等しい。数はプリセツトさ
れた変調データＭＤＴに一致する。したがつて、アツプ
ダウンカウンタ４−５，４−６の初期値がＯであると、
符号信号ＳＧＮが５７ビのときぱ、初期値のＯからこの
数すなわち変調データＭＤＴ分だけカウントアツプされ
ることになる。すなわち、初期値に変調データＭＤＴが
加えられたことになる。他方、符号信号ＳＧＮが″０１
！のときには、アツプダウンカウンタ４−５，４−６は
初期値から上記数すなわち変調データＭＤＴ分だけカウ
ントダウンされるので、初期値から変調データＭＤＴを
引算したことになる。以上で、変調データＭＤＴの加減
算が終了した。つぎに、キーデータＫＤＴの加減算演算
が行なわれる。

先に説明したキーアサイナ２では、低音優先方式であつ
た。すなわち、キーデータＫＤＴが小さいほど、低音の
鍵を指示していることになる。一方、ノートアドレスは
、和Ｄｓが大きいほど低音になるようにした。したがつ
て、キーデータＫＤＴ（１６ＤＫ）は加算されるのでな
く、減算されなければならない。このために、優先端子
ＰＲＹを″Ｏ″にする。第２図において、ラツチ２−９
はキーデータＫＤＴを出力している。

先に述べたキーエネーブル信号ＫＥＮが″０″になつた
後、キーロード信号ＫＬＤが発生して、第２図のプリセ
ツタブルのダウンカウンタ４−１のＬＤ端子に加わり、
キーデータＫＤＴをプリセツトする。その後、キータイ
ムスロツト信号ＫＴＳが発生して、アンドゲート４−３
と４−４に加わる。アンドゲート４−３には、Ｌクロツ
ク信号ＬＣＫとオアゲート４−２の出力とが加わつてい
る。アンドゲート４−４には、和クロツク信号ＡＣＫと
オアゲート４−２の出力とが加わつている。第２図に示
したＬクロツク信号ＬＣＫは、和クロツク信号ＡＣＫを
１／１６に分周した信号である。キータイムスロツト信
号ＫＴＳが′５ビの間に、Ｌクロツク信号ＬＣＫはアン
ドゲート４−３を介してダウンカウンタ４１のＣＫ端子
に加わり、ダウンカウントさせ、ダウンカウンタ４−１
の内容がＯになるとオアゲート４−２の出力が″０″に
なつて、計数を終了する。一方この間に、和クロツク信
号ＡＣＫはアンドゲート４−４、第６図のオアゲート４
−１１を介してアツプダウンカウンタ４−５，４−６に
加わり、計数する。ダウンカウンタ４−１が１回計数す
る間に、アツプダウンカウンタ４−５，４６は１６回計
数する。したがつて、ダウンカウンタ４−１の初期値の
１６倍だけ、アツプダウンカウンタ４−５，４−６が計
数することになる。この計数の間は、アンドゲート４−
８、オアゲート４−１０を介して、７０″が、アツプダ
ウンカウンタ４−５と４−６のＵ／Ｄ端子に印加されて
いるので、アツプダウンカウンタ４−５と４−６は、変
調データＭＤＴ（ＤＭ）から、キーデータＫＤＴ（１６
ＤＫ）を減算することになる。すなわち、アツブダウン
カウンタ４−５，４−６の和データＤｓはＤｓ＝ＤＭ−
１６ＤＫとなる。つぎに、粗調データＣＤＴ（Ｄｃ）の
加算演算について説明する。先に述べたように、アツプ
ダウンカウンタ４−１５には、粗調ゲート信号ＣＧＴの
立下りと共に、粗調データＣＤＴが得られた。このあと
で、粗調タイムスロツト信号ＣＴＳが現われ、オアゲー
ト４−１０、インバータ１０−３、およびアンドゲート
４−１７に加わる。オアゲート４−１０の出力が７ビに
なるから、アツプダウンカウンタ４−５，４−６はアツ
プカウントすなわち加算状態になる。インバータ１０−
３の出力は″０″になり、アツプダウンカウンタ４−１
５はダウンカウントに切り換わる。アンドゲート１０−
４の出力は″０Ｉになる。アツプダウンカウンタ４−１
５の内容がＯでないときオアゲート４−１６の出力は７
ビであるのでアンドゲート４−１７が開いて、和クロツ
ク信号ＡＣＫが通過し、オアゲート４−１８を介してア
ツプダウンカウンタ４−１５のＣＫ端子に加わり、ダウ
ンカウントの計数を実行する。粗調タイムスロツト信号
ＣＴＳが７ビの間にアツプダウンカウンタ４−１５の出
力がＯになるとオアゲート４１６の出力が″Ｏ″になり
アンドゲート４−１７は閉じる。したがつて、アツプダ
ウンカウンタ４−１６のカウントダウン数は、その初期
値である粗調データＣＤＴに等しい。またこのカウント
数に等しい数の和クロツク信号ＡＣＫ（ＣＤＴ８）はア
ンドゲート４−１７からオアゲート４−１１を介してア
ツプダウンカウンタ４−５，４−６に加わる。アツプダ
ウンカウンタ４−５，４−６はアツプカウントするから
、粗調データＣＤＴ（Ｄｃ）が、さらに加算される。し
たがつて、結局、粗調タイムスロツト信号の立下り時に
は、和データｉ がアツプダウンカウンタ４−５と４−６に記憶されるこ
とになる。

アツプダウンカウンタ４−５は１９２進構成である。

したがつて、アツプダウンカウンタ４−５の計数値は、
和データＤｓを１９２で割つた余りＡＮＯＴＥになり、
アツプダウンカウンタ４−６の計数値は商ＡＯＣＴにな
る。粗調タイムスロツトＣＴＳの終了後に和ロード信号
ＳＬＤが、第６図のアンドゲート４−３０を介してアド
レスラツチ５−２と７一３のＬＤ端子に加わり、ノート
アドレスとオクターブアドレスとをそれぞれラツチし記
憶する。４−７（第５図）はオーバフロー検出ゲートで
あつて、和データＤｓが負または所定値ＤＳＭＡＸを越
えたときに、７０″″を出力し、その他の場合に、７ビ
を出力するものである。

オーバフロー検出ゲート４−７が″Ｏ″になると、第６
図のアンドゲート４−３０が禁止され、和ロード信号Ｓ
ＬＤが阻止され、和データＤｓはアドレスラツチ５−２
，７−３に記憶されない。したがつて前回のノートアド
レスとオクターブアドレスがそのまｋ代りに用いられる
。以上の説明よりわかるように、キーデータＫＤＴｌ変
調データＭＤＴｌ粗調データＣＤＴの３種のデータは、
それぞれのタイムスロツトにおいて、３つのカウンタ４
−１，４−１３，４−１５とアツプダウンカウンタ４−
５，４−６とが協同で動作することにより、順次、加減
算処理される。

また、アツプダウンカウンタ４−５を１９２進構成にし
ておくことにより、１９２の割り算処理が自動的に実施
されてしまう。上記説明においては、Ｌ−１６とした。

このようにすれば、１６は２進数で１００００であり、
扱いやすい。しかし、分周数Ｎの組として、第８図以外
のものを使う場合、Ｌとして他の値を用いる方がよい場
合もある。上記説明の加減算は、カウンタを用いて行な
つたが、周知の直列演算式の加減算器や、並列演算式の
加減算器を用いてもよいことはもちろんである。

これらの加減算器を用いる際、キーデータＫＤＴ、変調
データＭＤＴｌ粗調データＣＤＴを加減算器に供給する
ためのデータレジスタの形式は上記カウンタの場合と異
なる場合があるのはもちろんであるが、これらの変更は
、デイジタル技術分野では設計的な事項にすぎないので
説明を省略する。つぎに、これらの直列演算や並列演算
を行なう場合に、その後必要になる１９２の割り算は、
非常に複雑な構成になるのが普通一般の状況である。

この割り算を、ほぼ省略する方法について、以下第９図
の図面と共に説明する。第９図は、並列演算器を用いた
場合に、上記割り算を不要にする構成である。

４−４０は第１のデータレジスタであつて下位の桁より
、４ビツトのレジスタ４−４１、２ビツトのレジスタ４
４２、２ビツトのレジスタ４−４３、４ビツトのレジス
タ４−４４に分けられる。

４−５０は第２のデータレジスタであつて同じく、４ビ
ツト、２ビツト、２ビツト、４ビツトの各レジスタ４５
１，４−５２，４−５３，４−５４に分けられる。

４−６０はフルアダーであつて、やはり、下位の桁から
４−６１，４−６２，４−６３，４一６４の４つの部分
に分けられる。

４−６１は４ビツト２進、４−６２は２ビツト１桁の２
進化３進、４−６３は２ビツト２進、４−６４は４ビツ
ト２進の加算器である。

ここで、４−６２は２進化３進化３進演算を行なうもの
で、２つの数Ａ，Ｂと下位の４−６１の加算器からのキ
ヤリ一Ｃの和を演算すると２ビツトの出力と１ビツトの
キヤリ一出力を出す。その演算の真理値表は、当然のこ
とながら、第１０図のようになる。４−７０は演算結果
をたくわえる第３のレジスタで、上記データのビツト構
成にしたがつて、各レジスタ４−７１，４−７２，４−
７３，４−７４に分けることができる。

第１のレジスタ４−４０にキーデータＫＤＴを入れ、第
２のレジスタ４−５０に変調データＭＤＴを入れ、和を
求める場合を考える。

．キーデータＫＤＴは、上記のように、下位より４ビツ
ト２進、２ビツト３進、２ビツト２進、４ビツト２進で
表現されていなければならない。このためには、キーア
サイナ２のカウンタ２−８を下位３進カウンタと上位２
進４ビツト以上のカウンタにより構成し、下位３進カウ
ンタのキヤリ一で上位２進４ビツトカウンタを計数する
ようにすれば、自動的に、２ビツト３進とそれより上位
２進のデータが得られる。このデータをレジスタ４−４
０の４−４２〜４−４４に格納し、レジスタ４−４１に
はＯを格納すればよい。第２のレジスタ４−５０には変
調データＭＤＴを入れるが、これも、ビツト構成を加算
器に合わせる必要がある。

このためには、第５図のカウンタ類９−１と４−１３の
両方を、下位４ビツトを２進カウンタで、中間２ビツト
を３進カウンタで、それより上位を２進カウンタで構成
することにより、そのデータをそのまま、第２のレジス
タ４５０に格納することが可能になる。このようにすれ
ば、第３のレジスタ４−７０にはキーデータＫＤＴと変
調データＭＤＴの和が得られるが、この和データのうち
、レジスタ４−７１，４−７２，４−７３の部分は、１
６×３Ｘ４−１９２となり、１９２進であり、１９２進
の上位桁がレジスタ４７４の４ビツトに表現される。こ
れらのデータを再び、第１または第２のレジスタに入れ
、第２または第１のレジスタに粗調データを入れて加算
すれば、最終的に必要なデータが得られる。レジスタ４
−７１，４−７２，４−７３のデータは１９２進である
のでノートアドレスに使え、レジスタ４−７４の出力は
オクターブアドレスに使える。したがつて、とくに１９
２の割り算を行なう必要はない。３進演算は加算器４−
６２と４−６３とを入れかえて構成し、対応するレジス
タやカウンタも同様に入れかえてもよい。

また、Ｌ−１６以外の値のときは、加算器４−６１と対
応するレジスタやカウンタ類をＬに対応するようにすれ
ばよい。たとえば、１２平均律のみでＬ＝１の場合は、
加算器４−６１と対応するレジスタやカウンタ類は不要
になる。３進演算以外に３の偶数倍演算でもよいことは
いうまでもない。

第１１図は３進加算器の実施例である。

第１１図において４−８０は２ビツトのフルアダーでを
実行する。ｚはキヤリ一である。Ｘ，ｙ，ｚは論理回路
４−８１に加えられ、ＳＯ，Ｓｌ，Ｃｎに変換される。
（Ｓｌ，ＳＯ）は２進化３進数、Ｃｎはキヤリ一である
。論理回路４−８１の論理式は、真理値表より、求まる
。この論理式は、通常の技術で構成できるものであるこ
とはいうまでもない。先に説明したノートテーブルの内
容やノートアドレス、オクターブアドレス、キーデータ
ＫＤＴｌ変調データＭＤＴ、粗調データＣＤＴなどの形
式は、上記実施例に限られず種々のものがとり得ること
は云うまでもない。たとえば、ノートアドレスが大きい
ほど分周数を大きくする代りに、逆に小さくすることも
できる。また、各データは負数を考えず、適切なオフセ
ツトを与えて、オフセツトバイナリ形式のようにするこ
ともできる。また、加算のみの処理で和データを得るよ
うにすることも各データの形式に注意することによつて
可能である。また、上記加減算の切り換えの代りに、キ
ーデータＫＤＴのコンプリメントをとるか、そのままの
データとするかを切り換えても、大略、加減算の切り換
えができる。先の説明でぱＰＲＹを７０″にして低音優
先とした。

ＰＲＹを″１″とすれば、キーデータＫＤＴは加算され
るので、高音優先になる。なおこの際キーアサイナの項
で説明したように、マトリツクスの鍵スイツチの配列を
高低逆にする必要，がある。これらのノート演算処理は
、上記データのフオーマツト（形式）の特徴を利用する
ようにして、いわゆるマイクロプロセツサやマイクロコ
ンピユータのようにプログラムによつて制御される演算
・方式によつて実現してもよい。

この場合にも、上記の割り算をできるだけさける方法が
処理時間を速くするのに有効である。〔タイミングパル
ス発生器〕 以上の説明において、種々のタイミングパルスを使用し
た。

これらのタイミングパルスは、和クロツク信号ＡＣＫの
最高の周波数として、フリツプフロツプを用いたカウン
タとゲート群により、つくることができる。たとえば、
Ｌクロツク信号ＬＣＫは和クロツク信号ＡＣＫを１／１
６に分周したものでよい。キーエネーブル信号ＫＥＮは
、和クロツク信号ＡＣＫの４８×Ｌ×２個のパルス分の
幅になる。キータイムスロツト信号ＫＴＳは４８×Ｌ個
のパルス分の幅をもち、粗調ゲート信号ＣＧＴと粗調タ
イムスロツト信号ＣＴＳは、それぞれ１２ＸＬＸ７個の
パルス分の幅をもち、変調ゲート信号ＭＧＴは１２×Ｌ
×１２個のパルス分の幅をもち、変調タイムスロツト信
号ＭＴＳは１２×Ｌ個または２５６個のパルス分の幅を
もつようにするとよい。なお、粗調ゲート信号ＣＧＴの
パルス幅に合わせて、粗調クロツク信号ＣＣＫは約１Ｍ
Ｈｚ以下にする必要がある。また、変調クロツク信号Ｍ
ＣＫは、変調ゲート信号ＭＧＴのパルス幅間に、最大２
５５カウントまで許されるから、それに見あつた周波数
範囲にすればよい。たとえば、和クロツク信号ＡＣＫを
１ＭＨｚとすると、Ｌクロツク信号ＬＣＫは６．２５Ｋ
Ｈｚになり、変調ゲート時間はになる。

この間に、２５５カウントするときは、１カウント約９
．０４μＳｅｃになるので、変調クロツク信号ＭＣＫは
、最大１１１ＫＨｚになる。また、粗調データについて
は、粗調クロツク信号ＣＣＫを最大１ＭＨｚとすると、
粗調ゲート時間１２×Ｌ×７の間に、１３４４カウント
できるから、７オクターブの間の粗調ができることにな
る。この場合、第５回のアツプダウンカウンタ４１５は
オーバフローしないから、オーバフロー防止用のオアゲ
ート４−１６はなくてもよいことになる。他のカウンタ
に設けているオーバフロー防止用のゲート類も、タイミ
ングパルスの設計のし方によつては省略することもでき
る。第７図のタイミングチヤートにおいて、和クリア信
号ＡＣＬが発生してから、和ロード信号ＳＬＤが発生す
るまでが、全一周期になる。

この時間を、１２×Ｌ×１６個のＡＣＫパルスによつて
つくる場合、３．０７２ｍｓｅｃになり、通常の鍵盤演
奏に対しては十分に速い動作になる。以上粗調装置の項
で詳しく説明したように、本発明は、デイジタル方式の
楽音発生装置において、種々の楽音の属性、たとえばピ
ツチやビブラートの深さなどを、手動で連続的に可変設
定する際に、アナログ可変素子とカウンタによつて、上
記アナログ可変素子の設定量を簡単にデイジタル量にお
きかえることができるようにしたものである。

このため、ミユージツクシンセサイザのように種々の可
変要素を数多く備えた電子楽器のデイジタル化が可能に
なり、また、従米のように高価なアナログーデイジタル
変換器を用いる必要もないなどの優れた効果が得られる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を用いた電子楽器の実施例のプロツク図
、第２図はキーアサイナを中心にした詳細なプロツク図
、第２−ａ図は第２図のキーアサイナにおいて鍵数を増
大させたときの実施例を示すプロツク図、第３図はキー
オンパルス発生器の実施例のプロツク図、第４図は変調
装置のアナログ部の実施例を示すプロツク図、第５図は
ノート演算装置および粗調装置を中心とする部分の詳細
なプロツク図、第５−ａ図は粗調装置の別の実施例のプ
ロツク図、第６図は音階信号をつくりだすプログラムデ
バータおよびクロツク処理装置を中心とする部分のプロ
ツク図、第６−ａ図、第６一ｂ図はクロツク処理装置の
別の実施例のプロツク図およびそのタイミングパルスの
図、第７図は本発明を用いた電子楽器のタイミングパル
スの図、第８図は第６図に示したノートテーブルの記憶
する分周数Ｎの一例を示す図、第９図はノート演算装置
の別の実施例を示すプロツク図、第１０図は第９図の動
作を説明するための図、第１１図は３進加算器の実施例
のプロツク図、第１１−ａ図は第１１図の動作を説明す
るための図である。 １・・・・・・鍵スイツチ、２・・・・・・キーアサイ
ナ、３・・・・・・キーオンパルス発生器、４・・・・
・・ノート演算装置、５・・・・・・ノートテーブル、
６・・・・・・プログラムデバータ、７・・・・・・オ
クターブデバイダ、８・・・・・・クロツク処理装置、
９・・・・・・変調装置、１０・・・・・・粗調装置、
１１・・・・・・ＤＡ変換器、１２・・・・・・クロツ
ク発振器、１３・・・・・・微調装置、１４・・・・・
・移調装置、１５・・・・・・出力端子、１６・・・・
・・タイミングパルス発生器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ディジタル値によつて楽音信号の周波数、周波数ス
   ペクトル、振幅などの楽音の属性を制御するディジタル
   方式の楽音発生装置と、パルス発生器と、可変抵抗など
   のアナログ可変素子と、カウンタとを備え、上記パルス
   発生器の出力するパルスのパルス幅を上記アナログ可変
   素子によつて変化設定し、上記パルス幅を上記カウンタ
   により計数して制御ディジタル量に変換し、上記制御デ
   ィジタル量によつて上記楽音発生装置を制御するように
   した電子楽器の制御装置。 ２ 特許請求の範囲第１項の記載において、カウンタは
   計数禁止用のスイッチを備え、上記スイッチにより計数
   禁止の状態になると、前回に計数した制御ディジタル量
   をそのまま記憶しておくようにし、計数禁止の状態が解
   消されると、新たな計数により上記アナログ可変素子に
   対応した制御ディジタル量を計数するようにした電子楽
   器の制御装置。 ３ 特許請求の範囲第１項の記載において、楽音発生装
   置は楽音信号の周波数をディジタル値により可変しうる
   ようにし、カウンタで計数された制御ディジタル量によ
   つて上記楽音信号の周波数を制御するようにした電子楽
   器の制御装置。 ４ 特許請求の範囲第１項の記載において、カウンタは
   該カウンタの内容が所定値を越えるとその所定値をもつ
   て計数値とするオーバフロー防止用論理回路を備えてい
   ることを特徴とする電子楽器の制御装置。 ５ ディジタル値によつて楽音信号の周波数、周波数ス
   ペクトル、振幅などの楽音の属性を制御するディジタル
   方式の楽音発生装置と、パルス発生器と、可変抵抗など
   のアナログ可変素子と、カウンタとを備え、上記パルス
   発生器の出力するパルスのパルス周波数を上記アナログ
   可変素子によつて変化設定し、上記パルス周波数を上記
   カウンタにより計数して制御ディジタル量に変換し、上
   記制御ディジタル量によつて上記楽音発生装置を制御す
   るようにした電子楽器の制御装置。 ６ 特許請求の範囲第５項の記載において、カウンタは
   計数禁止用のスイッチを備え、上記スイッチにより計数
   禁止の状態になると、前回に計数した制御ディジタル量
   をそのまま記憶しておくようにし、計数禁止の状態が解
   消されると、新たな計数により上記アナログ可変素子に
   対応した制御ディジタル量を計数するようにした電子楽
   器の制御装置。 ７ 特許請求の範囲第５項の記載において、楽音発生装
   置は楽音信号の周波数をディジタル値により可変しうる
   ようにし、カウンタで計数された制御ディジタル量によ
   つて上記楽音信号の周波数を制御するようにした電子楽
   器の制御装置。 ８ 特許請求の範囲第５項の記載において、カウンタは
   該カウンタの内容が所定値を越えるとその所定値をもつ
   て計数値とするオーバフロー防止用論理回路を備えてい
   ることを特徴とする電子楽器の制御装置。