JPS5949012A - アクテイブインダクタ回路 - Google Patents
アクテイブインダクタ回路Info
- Publication number
- JPS5949012A JPS5949012A JP57158119A JP15811982A JPS5949012A JP S5949012 A JPS5949012 A JP S5949012A JP 57158119 A JP57158119 A JP 57158119A JP 15811982 A JP15811982 A JP 15811982A JP S5949012 A JPS5949012 A JP S5949012A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- diode
- characteristic curve
- transistor
- active inductor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/46—One-port networks
- H03H11/48—One-port networks simulating reactances
Landscapes
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はアクティブインダクタ回路、更に詳しイ〉２ン
Ｚ〔リヱ＆／、４７るむ０て゛シト台。
Ｚ〔リヱ＆／、４７るむ０て゛シト台。
と通話回路２とを結ぶ線路に電流供給回路４がアクティ
ブインダクタ回路３を介して結合されている。通常通話
路回路のインピーダンスは６００Ω程度であシ、これに
対して充分大きなインピーダンスを持つアクティブイン
ダクタ回路３を付加して低インピーダンスの電流供給’
ｃｍ回路４の音声信号に対する影響を除去している。
ブインダクタ回路３を介して結合されている。通常通話
路回路のインピーダンスは６００Ω程度であシ、これに
対して充分大きなインピーダンスを持つアクティブイン
ダクタ回路３を付加して低インピーダンスの電流供給’
ｃｍ回路４の音声信号に対する影響を除去している。
加入者ループ１の直流抵抗は電話機１１および加入者線
路１２の抵抗からなシ、主として加入者線路の抵抗によ
って約１００Ωから２０００Ω程度まで変化するため、
通常加入者ループの電流としては２０〜８０ｍＡ程度の
範囲をカバーできなければならない。尚通話路回路２に
は直列にコンデンサが入っておシ直流は流れないように
なっている。したがって、電話交換機の加入者回路用の
アクティブインダクタ回路３は通常２０〜８０ｍＡ程度
の広い電流範囲にわたって消費電力が最小となることが
要請される。
路１２の抵抗からなシ、主として加入者線路の抵抗によ
って約１００Ωから２０００Ω程度まで変化するため、
通常加入者ループの電流としては２０〜８０ｍＡ程度の
範囲をカバーできなければならない。尚通話路回路２に
は直列にコンデンサが入っておシ直流は流れないように
なっている。したがって、電話交換機の加入者回路用の
アクティブインダクタ回路３は通常２０〜８０ｍＡ程度
の広い電流範囲にわたって消費電力が最小となることが
要請される。
第２図は従来知られているアクティブインダク夕回路の
一例を示すものである。
一例を示すものである。
交流の音声信号はアクティブインダクタ回路のＡＢ端子
間に加わるが、この時音声信号が歪まないためには、各
トランジスタのコンフタエミッタ間電圧はコレクタ電流
の飽和領域にある必要があシ、このためには第２図に示
す電圧ＶＣＥｕ通常使用する部品で約１．７■以上確保
する必要がある。
間に加わるが、この時音声信号が歪まないためには、各
トランジスタのコンフタエミッタ間電圧はコレクタ電流
の飽和領域にある必要があシ、このためには第２図に示
す電圧ＶＣＥｕ通常使用する部品で約１．７■以上確保
する必要がある。
したがって、音声信号の最大値を＋４ｄＢｍ（１，７Ｖ
ｏｐ ）とし、帰還抵抗１０の電圧降下を考慮すると、
アクティブインダクタ回路のＡＢ端子間電圧ＶＣＢ’
は電流Ｉｔ、が２０１ｎＡの時４． ＯＶ以上また電流
ｉＬが８０ｍＡの時は５．８■以上となるようにＶＣＥ
’ 対ＩＬの直流特性（以下直流特性とのみ称す）を
決める必要がある。第２図の回路の直流特性曲線Ｃの一
例を第３図に示す。アクティブインダクタを流れる電流
が２０〜８０ｍＡの領域においては、本回路の直流特性
はほぼ直線となシ下記の近似式で表わされる。
ｏｐ ）とし、帰還抵抗１０の電圧降下を考慮すると、
アクティブインダクタ回路のＡＢ端子間電圧ＶＣＢ’
は電流Ｉｔ、が２０１ｎＡの時４． ＯＶ以上また電流
ｉＬが８０ｍＡの時は５．８■以上となるようにＶＣＥ
’ 対ＩＬの直流特性（以下直流特性とのみ称す）を
決める必要がある。第２図の回路の直流特性曲線Ｃの一
例を第３図に示す。アクティブインダクタを流れる電流
が２０〜８０ｍＡの領域においては、本回路の直流特性
はほぼ直線となシ下記の近似式で表わされる。
工Ｌ＝Ｄ （ＶＣＥ’−Ｂ ）
Ｄ＝ □
几１／ｈＦＥ ＋ｋＲ・
１３ ： ］（ＶＢＥ
ｋ＝Ｒ１／Ｒ２＋１
ｈｒＥ＝ ｂＦａｔ ｘ ｈｐｒ、＋
■ｎａ＝ ＶＢＥＩ＋ ＶＢＥ２
Ｒ” ＋ Ｒ２１Ｒ” ：それぞれ抵抗８，９．１０の
抵抗値 １１ＦＩＩ ： ）ランジスタロのｈｐＥｈＦｐｃｚ
： ）ランジスタフのｈＦＥｖＢＥｌニドランジス
タロのベース・エミッタ電圧 ＶＢＦ２ ： ）ランジスタフのベース・エミッタ電
圧 第３図の直流特性曲線は、下記の部品定数を持つ回路の
例である。
抵抗値 １１ＦＩＩ ： ）ランジスタロのｈｐＥｈＦｐｃｚ
： ）ランジスタフのｈＦＥｖＢＥｌニドランジス
タロのベース・エミッタ電圧 ＶＢＦ２ ： ）ランジスタフのベース・エミッタ電
圧 第３図の直流特性曲線は、下記の部品定数を持つ回路の
例である。
ｈｖＥ＝ １００００ 、 ＶＢＦ、＝ １．４ Ｖ
、 Ｒ１＝１００にΩ。
、 Ｒ１＝１００にΩ。
Ｒ２＝１１０にΩ、Ｒ，＝３０Ω
本設計例では、電流ＩＬが８０ｍＡの時ＡＢ端子間電圧
ＶＣＥ’は８．０■となシ必要最小電圧５．８Ｖを２．
２Ｖもオーバしており約ｉｓｏｍｗの電力が無駄になっ
ている。
ＶＣＥ’は８．０■となシ必要最小電圧５．８Ｖを２．
２Ｖもオーバしており約ｉｓｏｍｗの電力が無駄になっ
ている。
抵抗Ｒ１、Ｒｅの値はアクティブインダクタ回路に要求
されるインピーダンスの値から決められ、１１ＦＥ、
Ｖｎｇは通常使用できる部品から制約されるので、Ｒ２
の値すなわちｋの値のみに自由度がある。しかし、上式
かられかるようにｋの値は大きく選ぶと直流特性曲線の
Ｂ点は右に移動、傾きは小さくなる方向に動くので消費
電力はますます増え改善にはならない。１だ、ｋを小さ
く選ぶと上記の逆の傾向を示し音声信号を歪ませない条
件から外れる。
されるインピーダンスの値から決められ、１１ＦＥ、
Ｖｎｇは通常使用できる部品から制約されるので、Ｒ２
の値すなわちｋの値のみに自由度がある。しかし、上式
かられかるようにｋの値は大きく選ぶと直流特性曲線の
Ｂ点は右に移動、傾きは小さくなる方向に動くので消費
電力はますます増え改善にはならない。１だ、ｋを小さ
く選ぶと上記の逆の傾向を示し音声信号を歪ませない条
件から外れる。
すなわち、第２図の回路では上記以上に消費電力の低減
をはかることができない。
をはかることができない。
本発明の目的は上述した問題を解決し、加入者ループの
電流領域において消費電力を低減したアクティブインダ
クタ回路を実現することである。
電流領域において消費電力を低減したアクティブインダ
クタ回路を実現することである。
本発明は上記の目的を達成するためアクティブインダク
タ回路のトランジスタのベース・エミッタ電圧をダイオ
ード素子により見かけ上大きくすることにより直流特性
曲線の傾きを大きくして、使用する電流領域において消
費電力を低減するものである。すなわち、第１および第
２の端子にそれぞれエミッタとコレクタを接続したトラ
ンジスタと、上記第１および第２の端子間に接続された
電圧分圧回路を構成する抵抗回路と、上記抵抗回路の分
圧端子と上記第２の端子間に接続されたコンデンサと、
上記抵抗回路の分圧端子の電位を用いて、上記トランジ
スタのベース電流を制御する手段とからなるアクティブ
インダクタ回路において、上記抵抗回路の分圧端子から
上記手段、上記トランジスタのベース、エミッタおよび
上記エミッタが接続される側の上記第１又は第２の端子
の通路の一部に、単−又は複数個のダイオード又はダイ
オードに相等する素子を設けて構成したものである。な
お、上記エミッタと接続される第１又は第２の端子は直
接接続される場合及び帰還抵抗を介して接続される場合
も含むものである。
タ回路のトランジスタのベース・エミッタ電圧をダイオ
ード素子により見かけ上大きくすることにより直流特性
曲線の傾きを大きくして、使用する電流領域において消
費電力を低減するものである。すなわち、第１および第
２の端子にそれぞれエミッタとコレクタを接続したトラ
ンジスタと、上記第１および第２の端子間に接続された
電圧分圧回路を構成する抵抗回路と、上記抵抗回路の分
圧端子と上記第２の端子間に接続されたコンデンサと、
上記抵抗回路の分圧端子の電位を用いて、上記トランジ
スタのベース電流を制御する手段とからなるアクティブ
インダクタ回路において、上記抵抗回路の分圧端子から
上記手段、上記トランジスタのベース、エミッタおよび
上記エミッタが接続される側の上記第１又は第２の端子
の通路の一部に、単−又は複数個のダイオード又はダイ
オードに相等する素子を設けて構成したものである。な
お、上記エミッタと接続される第１又は第２の端子は直
接接続される場合及び帰還抵抗を介して接続される場合
も含むものである。
以下、本発明を実施例によって詳細に説明する。
第４図は本発明による加入者回路に使用されるアクティ
ブインダクタ回路の一実施例の回路図である。６．７は
バイポーラトランジスタ、８．９はいずれもトランジス
タ６．７に直流バイアスを力える分圧用抵抗回路である
。１０はトランジスタのペース入力に負帰還をかけて交
流インピーダンスを高めるための帰還抵抗である。１１
は交流インピーダンスを与えるだめのコンデンサである
。
ブインダクタ回路の一実施例の回路図である。６．７は
バイポーラトランジスタ、８．９はいずれもトランジス
タ６．７に直流バイアスを力える分圧用抵抗回路である
。１０はトランジスタのペース入力に負帰還をかけて交
流インピーダンスを高めるための帰還抵抗である。１１
は交流インピーダンスを与えるだめのコンデンサである
。
１２は本発明により挿入したダイオードである。
第４図のアクティブインダクタ回路においてダイオード
を除いた部分の動作はダイオードが入っていない第１図
に示したアクティブインダクタ回路の動作と同一である
ので、その詳細な説明は省く。
を除いた部分の動作はダイオードが入っていない第１図
に示したアクティブインダクタ回路の動作と同一である
ので、その詳細な説明は省く。
一直流特性については、トランジスタ７のペース・エミ
ッタ電圧が見かけ上ダイオード１２の電圧降下分だけ増
加したことになる。すなわち全ての部品定数を変えない
で、ダイオード１２を挿入すると直流特性曲線は右に平
行移動する。したがって、このままではかえって消費電
力が増加してしまう。アクティブインダクタ回路のイン
ピーダンスに関係しない部品抵抗９の値を選び直すこと
により、第３図の回路に比べて第５図のように傾きの大
きい直流特性曲線を得ることができる。
ッタ電圧が見かけ上ダイオード１２の電圧降下分だけ増
加したことになる。すなわち全ての部品定数を変えない
で、ダイオード１２を挿入すると直流特性曲線は右に平
行移動する。したがって、このままではかえって消費電
力が増加してしまう。アクティブインダクタ回路のイン
ピーダンスに関係しない部品抵抗９の値を選び直すこと
により、第３図の回路に比べて第５図のように傾きの大
きい直流特性曲線を得ることができる。
第４図の直流特性曲線の近似式は
Ｃ＝ ｋ （ＶＢＥ＋Ｖ Ｚ ）
となる以外は第２図のそれと同じである。また、第５図
の直流特性曲線は下記の部品定数を使って求めたもので
ある。
の直流特性曲線は下記の部品定数を使って求めたもので
ある。
ｈＦＥ＝１００００． ＶＢＥ＝ １．４ ＶＩ Ｖ
Ｄ ＝ １．４ Ｖ。
Ｄ ＝ １．４ Ｖ。
Ｒ１＝１００にΩｌＲ２＝ＩＭΩ、Ｒ−＝３０Ω本実施
例では、電流工りが８０ｍＡの時無駄に消費している電
力は（６，５Ｖ−５，８Ｖ）Ｘ８０ｍＡ＝６０ｍＷであ
り、第２図の従来の回路の例に比べて約１２０ｍＷ改善
できている。
例では、電流工りが８０ｍＡの時無駄に消費している電
力は（６，５Ｖ−５，８Ｖ）Ｘ８０ｍＡ＝６０ｍＷであ
り、第２図の従来の回路の例に比べて約１２０ｍＷ改善
できている。
第６〜１０図に本発明による他の実施例の回路図を示す
。
。
各図において、第５図と同一め機能の構成素子には同一
の番号を付している。
の番号を付している。
第６図、第７図の場合はトランジスタ６がトランジスタ
７と共にダーリントン回路を構成し、第６図の場合はト
ランジスタ７のエミッタとトランジスタ６のペースとの
間にダイオード１２が接続され、第７図の場合はトラン
ジスタ６のエミッタと負帰還抵抗の間にダイオード１２
が接続されている。
７と共にダーリントン回路を構成し、第６図の場合はト
ランジスタ７のエミッタとトランジスタ６のペースとの
間にダイオード１２が接続され、第７図の場合はトラン
ジスタ６のエミッタと負帰還抵抗の間にダイオード１２
が接続されている。
第８図の場合は分圧抵抗の分圧端子とトランジスタ６の
ペース間に、ダイオード１２が接続され、トランジスタ
６のエミッタは端子Ｂに直接接続されたもの。
ペース間に、ダイオード１２が接続され、トランジスタ
６のエミッタは端子Ｂに直接接続されたもの。
第９図の場合は分圧端子とトランジスタ６のペースが直
接接続され、エミッタと端子Ｂの間にダイオードが接続
されたもの。第１０図の場合は第６図のバイポーラトラ
ンジスタ７がＦＥＴで置換されたものである。
接接続され、エミッタと端子Ｂの間にダイオードが接続
されたもの。第１０図の場合は第６図のバイポーラトラ
ンジスタ７がＦＥＴで置換されたものである。
いずれの場合も上記と同じ原理で直流特性はダイオード
がない場合に比べて傾きを大きくできるので消費電力の
低減に効果的である。
がない場合に比べて傾きを大きくできるので消費電力の
低減に効果的である。
以上の如くトランジスタのペースまたはエミッタに直列
に１つまたは複数のダイオード素子またはこれと等価な
素子を接、続し、見かけ上ベース・エミッタ電圧を増加
させることにょシ、傾きの大きい直流特性を有するアク
ティブインタツタを構成できるので消費電力の低減に効
果的である。
に１つまたは複数のダイオード素子またはこれと等価な
素子を接、続し、見かけ上ベース・エミッタ電圧を増加
させることにょシ、傾きの大きい直流特性を有するアク
ティブインタツタを構成できるので消費電力の低減に効
果的である。
第１図は加入者回路の一般的構成を示すブロック図、第
２図は公知のアクティブインダクタ回路の回路図、第３
図は第２図の回路の直流特性曲線、第４図は本発明によ
るアクティブインダクタ回路の一実施例の回路図、第５
図は第４図の回路の直流特性曲線図、第６〜１ｏ図は本
発明の他の実施例の回路図である。 １・・・加入者ループ、１１・・・電話機、１２・・・
加入者線路、２・・・通話路回路、３・・・アクティブ
インタツタ回路、４・・・電流供給回路、５・・・加入
者回路、６゜７・・・トランジスタ、８，９．１０・・
・抵抗、１１・・・閉 １ 口 第 ２ 図 第 ３ 辺 咬 Ｖ、ニ 第 ５図 Ｂ！ｊＶｃ（− ′１ し−・ 」−
２図は公知のアクティブインダクタ回路の回路図、第３
図は第２図の回路の直流特性曲線、第４図は本発明によ
るアクティブインダクタ回路の一実施例の回路図、第５
図は第４図の回路の直流特性曲線図、第６〜１ｏ図は本
発明の他の実施例の回路図である。 １・・・加入者ループ、１１・・・電話機、１２・・・
加入者線路、２・・・通話路回路、３・・・アクティブ
インタツタ回路、４・・・電流供給回路、５・・・加入
者回路、６゜７・・・トランジスタ、８，９．１０・・
・抵抗、１１・・・閉 １ 口 第 ２ 図 第 ３ 辺 咬 Ｖ、ニ 第 ５図 Ｂ！ｊＶｃ（− ′１ し−・ 」−
Claims (1)
- 第１及び第２端子にそれぞれコレクタ及びエミッタが接
続されたトランジスタと上記第１及び第２端子間に接続
された電圧分圧回路を構成する抵抗回路と上記抵抗回路
の分圧端子電位を用いて上記トランジスタのペース電流
を制御する手段と、上記抵抗回路の分圧端子と上記第１
又は第２端子間に接続されたコンデンサとからなるアク
ティブインダクタ回路において、上記分圧端子と上記手
段、上記トランジスタのペース、エミッタおよび上記第
２端子を含む経路の一部にダイオード又はダイオードと
同一の機能を°有する素子を挿入してなることを特徴と
するアクティブインダクタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57158119A JPS5949012A (ja) | 1982-09-13 | 1982-09-13 | アクテイブインダクタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57158119A JPS5949012A (ja) | 1982-09-13 | 1982-09-13 | アクテイブインダクタ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5949012A true JPS5949012A (ja) | 1984-03-21 |
Family
ID=15664710
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57158119A Pending JPS5949012A (ja) | 1982-09-13 | 1982-09-13 | アクテイブインダクタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5949012A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS625344A (ja) * | 1985-05-16 | 1987-01-12 | エイチ．ラ−ベツク ソレンセン | 心臓用弁体 |
| EP0709010A4 (en) * | 1993-07-14 | 1998-12-30 | Echelon Corp | SUPPLY COUPLER FOR PROVIDING CURRENT FROM A TRANSMISSION LINE TO A N UD LOCATED THEREON |
| KR100439734B1 (ko) * | 1996-12-28 | 2004-10-08 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 인덕터 |
-
1982
- 1982-09-13 JP JP57158119A patent/JPS5949012A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS625344A (ja) * | 1985-05-16 | 1987-01-12 | エイチ．ラ−ベツク ソレンセン | 心臓用弁体 |
| EP0709010A4 (en) * | 1993-07-14 | 1998-12-30 | Echelon Corp | SUPPLY COUPLER FOR PROVIDING CURRENT FROM A TRANSMISSION LINE TO A N UD LOCATED THEREON |
| KR100439734B1 (ko) * | 1996-12-28 | 2004-10-08 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 인덕터 |
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