JPS5952849B2 - タイミング回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、タイミング回路、特にオシロスコープの時間
軸等に用いる鋸歯状波或は傾斜波信号の傾斜を所望順列
でステップ状に切換選択する為に使用し得る電流源回路
に関する。

一般に、オシロスコープの時間軸用傾斜信号発生回路は
、校正された（即ち、既知の）正確で且つ広範囲に亘リ
ステップ状に変化する傾斜を有する傾斜波信号を発生す
るために、夫々複数の高精度タイミング抵抗器とタイミ
ングコンデンサを含むミラー積分回路、或は定電流源と
少なくとも１個のタイミングコンデンサの組合せを使用
する。

後者の従来例の一つを第１図に示す。

第１図でポテンションメータ１０からの出力電圧■２が
演算増巾器１２の非反転入力端に印加されているので、
トランジスタ１４のエミッタ電圧はＶ２の略々一定値に
維持される。

高精度（誤差的０．１％）のタイミング抵抗器Ｒ１〜Ｒ
ｎのうち、Ｒ工〜Ｒｎ 、は夫々スイッチ８１〜５ｎ−
１に直列接続され、タイミング抵抗器Ｒ１〜Ｒｎの夫々
一端には、スイッチ１６を介して電圧■□が印加されて
いる。

スイッチ８１〜Ｓｎ 、を選択的に開閉し、タイミング
抵抗器Ｒ１〜Ｒｎ 、を選択的に回路に挿入すれば、合
成タイミング抵抗値は、例えば、４ＭΩ、 ２ＭΩ、
８００にΩ、・・・・・・、 ４０ＫＱ、 ２０にΩ、
８にΩと広範囲に亘って切換えられ、トランジスタ１
４のエミッタ電流、或はコレクタ電流（タイミング電流
） １ｏｕｔを、例えば、１０μＡ、２０μＡ、５０μ
Ａ、−，１ｍＡ、２ｍＡ、５ｍＡの如く、１−２−５順
列で変化させることができる。

一方、トランジスタ１４のコレクタには、タイミングコ
ンデンサＣ１〜Ｃ３が接続され、この内、Ｃ２，Ｃ３は
夫々スイッチＳＡ、ＳＢに直列接続されている。

更に、トランジスタ１４のコレクタは、スイッチ（例え
ば、トランジスタ）１８を介してスイープ・ゲート回路
（図示せず）に接続されている。

今、スイッチ１８が開の状態にあるとすると、タイミン
グ電流１ｏｕｔはタイミングコンデンサＣ１と、スイッ
チＳＡ、ＳＢにより選択的に回路に挿入されたタイミン
グコンデンサｑ又はｑ、或はＣ２，Ｃ３の双方に流入す
る。

ここで実際に回路に挿入されているタイミング抵抗器の
合成抵抗値及びタイミングコンデンサの合成容量を夫々
Ｒ，Ｃとし、タイミングコンデンサ両端の電圧をｅとす
れば、 Ｉｏｕｔ、＝ （Ｖｌ−Ｖ２）／ Ｒだからとなり、直
線性の良好な傾斜波が得られる。

この傾斜波の傾斜即ちタイミングはスイッチ８１〜Ｓｎ
、−１、及びＳＡ、ＳＢを選択的に開閉することにより
、例えば、１． ２． ５．１０．２０．５０．・・・
・・・の１−２−５順列、或は１． ２． ４．１０．
２０．４０．の１−２−４順列で変化させることができ
る。

電圧ｅは緩衝槽中器２０を介して出力端ＯＵＴから得ら
れる。

なお、一掃引期間経過後、スイープ・ゲート回路からの
信号によりスイッチ１８は閉となり、タイミングコンデ
ンサ両端等に蓄積された電荷は放電される。

ところで、高級オシロスコープで゛は、タイミング電流
１ｏｕｔの校正した最大可変比は１−２−４順列で４０
０倍、１−２−５順列のときは５００倍であり、共に９
個の高精度のタイミング抵抗器Ｒ１〜Ｒ９と、少なくと
も８個のスイッチ８０〜Ｓ８が必要である。

したがって、構成が複雑となり大型で高価になるという
欠点を有する。

更に、各ステップ間で電圧ｅの傾斜を連続して可変とす
るにはスイッチ１６をポテンショメータ２２側に接続し
、タイミング抵抗器Ｒ１〜Ｒｎの上端の電圧を可変とす
ればよいが、タイミング抵抗値の大きさにより、ポテン
ショメータ２２に流れる電流が変化するため可変範囲が
変動し且つポテンショメータ２２の抵抗値がタイミング
抵抗値に比して無視し得なくなるという欠点がある。

本発明は、第２図に示す電圧制御型可変電流源を使用し
、従来のタイミング回路の欠点を除去した比較的簡単な
構成のタイミング回路を提供するものである。

以下、添付の図面に基づいて本発明の詳細な説明する。

第２図でポテンショメータ２４の出力電圧■３（制御電
圧として用いる）は、ボルテージフォロワである演算増
巾器２６の非反転入力端に印加されるので、この演算増
巾器２６の出力電圧も■３である。

トランジスタ１４のエミッタ（電圧■２）に夫々一端を
接続した抵抗器Ｒ□、Ｒ２（抵抗値も夫々Ｒ１，Ｒ２と
する）の他端には、夫々電圧■０．■３が印加されてい
るので、タイミング電流１ｏｕｔは、 即ち、１ｏｕｔは制御電圧■３により変化する。

尚、トランジスタ１４の電流増巾率βは充分大きく、ベ
ース電流は無視できると仮定する。

したがって、ここで、第３図に示すように、演算増巾器
１２の非反転入力端２８を介して電圧Ｖ□／３を印加し
、抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を括弧内に示す様にＲとし
く以下抵抗器を示す符号の後の括弧内は抵抗値を示す）
、スイッチＳＷを端子３０，３２゜３４の順に切換えれ
ば、このスイッチＳＷの左端の電圧（（１）式の電圧■
３に相当）は夫々Ｖ、、 Ｖ１／３．０に変化する。

したがって、（２）、 （３）、 （４）式で■２＝Ｖ
□／３． Ｒ，＝Ｒ２＝Ｒとすれば、Ｖ３＝■１のとき ｖ３二ｖ１／３又は開放のとき ’、” １ｏｕｔ１： １ｏｕｔ２： １ｏｕｔ３＝
４ ： ２ ： １即ち、１−２−４順列で１ｏｕｔを
変化させることができる。

一方、第４図に示すように、端子２８の電圧をｖ１／４
とし、抵抗器Ｒ２の抵抗値を２Ｒ／３に変えれば、（５
）、 （６）、 （７）式を求めたと同様の方法で、”
、”１ｏｕｔ１： １ｏｕｔ２： １ｏｕｔ３＝１００
： １０ ： １即ち、１−１０−１００順列でタイ
ミング電流１ｏｕｔが変化することになる。

これら第３〜５図の実施例はいずれも２個のタイミング
抵抗と１個のスイッチを用いることにより、校正された
３つのタイミング電流が得られるので、従来回路に比し
構成が簡単、安価になることは明らかである。

尚、第３，４図の実施例では制御電圧■３によりタイミ
ング電流１ｏｕｔを１桁内で変化させただけであるが、
例えば、第３図に於いて抵抗器Ｒ１゜Ｒ２の抵抗値Ｒを
夫々ＩＯＲ，１００Ｒに切換え、各々の場合にスイッチ
ＳＷを前と同様に切換えれば１−２−４−１０−２０−
４０−１００−２００−４００順列で、１ｏｕｔを３桁
に亘って可変とすることができる。

同様に、第４図に於いて抵抗器Ｒ１，Ｒ２の値を夫々１
０倍、１００倍に切換え、各々の場合にスイッチＳＷを
切換えれば、今度は１−２−５−１０−２０−５０−１
００−２００−５００順列で１ｏｕｔを３桁に亘り変化
させることができる。

この詳細は第９乃至１１図を参照して後述する。

第５図の場合も、必要があれば、上述と同様の変形が可
能であることは勿論である。

但し、この場合にはＲ１，Ｒ２を夫々１，０００倍にす
ると、タイミング電流は１乃至１００．０００の広範囲
に１０ステツプで変化できる。

ところで、第３〜５図の実施例では、タイミング電流１
ｏｕｔの変化は１−２−５． １−２−４． １−１０
−１００順列であり連続した整数倍になっていないが、
以下に述べる第７ａ、８ａ図の本発明に係る実施例によ
れば、簡単な回路でタイミング電流１ｏｕｔを１乃至９
の連続した整数順列で可変とすることができる。

なお、第７ａ、８ａ図の実施例を説明する前に、これら
実施例と同一の効果を有する回路について、第６ａ、６
ｂ図に基づき説明する。

第６ａ図で、抵抗器Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値を図に示す様に
し、端子２８の電圧をＲ２とすると、トランジスタ１４
のエミッタ電圧もＲ２であるから、スイッチＳ１のみが
閉じているとき スイッチＳ２のみが閉じているとき スイッチＳ３のみが閉じているとき スイッチＳ４のみが閉じているとき したがって、８１〜Ｓ４を第６ｂ図に示す如く選択的に
開閉すれば（但し、○印は閉、無印は開を意味する。

以下の図面い於いても同様）、これらスイッチの組合せ
によりタイミング電流１ｏｕｔを１〜１０の任意整数に
変化できることが判る。

更に抵抗器Ｒ１−Ｒ４夫々の抵抗値の１０倍（又は１／
１０倍）の値の抵抗器４個と、スイッチ４個を新たに設
ければ、１ｏｕｔを１〜１１０迄連続可変とすることが
できる。

更に、又、１００倍（又は１７１００倍）の値の抵抗器
４個とスイッチ４個を追加すれば、１ｏｕｔを１〜１１
１０まで連続して変化することができる。

さて、第７ａ図は、第６ａ図の回路よりも更に簡単な構
成で、同一の効果を達成する本発明の実施例である。

抵抗比が１：３：０．６の抵抗器Ｒ１〜Ｒ３、スイッチ
４個〜Ｓ４を図示の様に接続し、端子２８に電圧■１／
２を印加すれば、 スイッチＳ１のみが閉じているとき スイッチＳ２のみが閉じているとき スイッチＳ３のみが閉じているとき スイッチＳ４のみが閉じているとき したがって、Ｓ１〜Ｓ４を第７ｂ図の如く選択的に開閉
すれば、タイミング電流１ｏｕｔを１〜９迄連続した整
数に変化することができる。

更に、抵抗器Ｒ１−Ｒ３夫々の抵抗値の１０倍（又は１
／１０倍）の値の抵抗器３個とスイッチ４個を新たに設
けて切換えれば、１ｏｕｔは１〜９９迄連続して変化し
、更に、又、１００倍（又は１７１００倍）の値の抵抗
器３個とスイッチ４個を追加すれば１ｏｕｔは１〜９９
９迄変化することになる。

第７ａ図の実施例は、第６ａ図の場合に比較し、必要と
するスイッチ数は同じで１桁につき高精度抵抗器が１側
受ないという利点を有し、例えばタイミング電流１ｏｕ
ｔを約１，０００倍まで連続可変とする場合には３個の
高精度抵抗器が少なくて済むという顕著な長所がある。

したがって、本実施例によれば、回路構成をより簡単に
且つより小型にすることができ、経済的に資するところ
が大である。

第８ａ図は、第７ａ図の抵抗器Ｒ１〜Ｒ３の抵抗値を変
えた（抵抗比２ ： ３ ： １）別の実施例であり、
第８ｂ図に示すように各スイッチ８１〜Ｓ４を動作させ
ることにより、タイミング電流１ｏｕｔを１〜９迄連続
して変化させることができる。

更に、本実施例に於いても、第８ａ図の実施例で触れた
様に、抵抗器Ｒ１−Ｒ３夫々の抵抗値の１０倍（又は１
／１０倍）及び１００倍（又は１７１００倍）の値の抵
抗器６個と、スイッチ８個を附加することにより、１ｏ
ｕｔを１〜９９９迄連続した整数倍で変化させ得ること
は明らかで゛ある。

第９ａ図は、本発明の他の実施例であり、より簡単な回
路で第１図の従来例と同様にタイミング電流１ｏｕｔを
広範囲に亘って変化させるものである。

スイッチＳ□、Ｓ２は夫々２個の連動するスイッチから
成り、抵抗器Ｒ２，Ｒ２′、及びＲ３，Ｒ３′を夫々選
択的に回路に挿入する。

今、スイッチ４０を校正（ＣＡＬ）側に接続し、スイッ
チ８１〜Ｓ４を選択的に開閉すればタイミング電流１ｏ
ｕｔは９段階に亘って変化する。

例えば、第４図の実施例の如く、ｖ２ヲｖ１／４、抵抗
器Ｒ□、Ｒ１′ノ抵抗値ヲ夫々Ｒ５２Ｒ／３とし、スイ
ッチＳ１．Ｓ２を開のよ・Ｓ３．Ｓ４を選択的に開閉す
ると１ｏｕｔは１−２−５順列で変化する（第９ｂ図参
照）。

次に、Ｓｌを閉にして夫々Ｒ１，Ｒ１′に並列にＲ２，
Ｒ２′を接続して抵抗器Ｒ１゜Ｒ２の並列合成抵抗値を
Ｒ／１０とし、抵抗器Ｒ１′。

Ｒ２′の並列抵抗値を２Ｒ／３０とすれば、第９ｂ図に
示すように、スイッチＳ２を開のま・、残りの８３゜Ｓ
４を開閉することにより１ｏｕｔを１０−２０−５０の
順列で変化させることができる。

更に、又、Ｒ３゜Ｒ３′を並列接続して抵抗器Ｒ１，Ｒ
２，Ｒ３の並列抵抗値をＲ／１００、抵抗器Ｒ□′、Ｒ
２′、Ｒ３′の並列抵抗値を２Ｒ／３００とし、スイッ
チ８１〜Ｓ４を第９ｂ図に示すように開閉すれば１ｏｕ
ｔは１００−２００−５００順列で変化する。

一方、第３図の実施例を参照にして、上と同様の方法で
１ｏｕｔの変化をみれば、■−２−４−１０−２０−４
０−１００−２００−４００順列で１ｏｕｔが変化する
ことが判る。

なお、スイッチ４０を非校正（ＵＮＣＡＬ）側に切換え
てポテンショメータ４２を調整し、演算増巾器４４の出
力電圧を■１から一■まで変化させれば、スイッチＳ１
．Ｓ２の開閉に関係なくタイミング電流１ｏｕｔを１０
倍以上の広範囲に変化させることができるので、タイミ
ングが校正されている必要がなく、然も任意のタイミン
グ電流１ｏｕｔを得たい場合に好適である。

前に触れた様に、高級オシロスコープでは１ｏｕｔの校
正した最大可変比は１−２−５順列のとき５００倍であ
り、第１図の従来例では９個の高精度タイミング抵抗器
Ｒ１〜Ｒ９及び少なくとも８個のスイッチＳ□〜Ｓ８が
必要であるが、本実施例においては、タイミング抵抗器
は６個、スイッチも６個と、いずれも２／３となるので
回路構成が簡単で小型且つ安価となるという利点がある
。

しかも、タイミング電流１ｏｕｔの精度は、抵抗器と電
圧■１のみで決まり、第１図の従来回路と同様で゛ある
。

尚、タイミング抵抗器は、第９ａ図のように並列型とせ
ず、第１０図のように直列型とすることもできる。

この場合、スイッチＳ１と８１′、Ｓ２と８２′は夫々
連動している。

またＲ２ ＝ ９Ｒ１，Ｒ３＝９０Ｒ１，Ｒ２′＝９Ｒ
１′、Ｒ３′＝９ＯＲ１′とする。

なお、端子４６は第９ａ図のスイッチ４０に、端子４８
は第９ａ図のトランジスタ１４のエミッタに接続するこ
とは当然で゛ある。

第１１図の実施例は、第９ａ図のスイッチＳ１をスイッ
チ８１′とダイオードＤ０．Ｄ２で置換し、さらに第９
ａ図のスイッチＳ２をスイッチ８２′とダイオードＤ３
．Ｄ４で置換したものであり、他の部分は本質的に同一
である。

本実施例では、タイミング抵抗器Ｒ１′、Ｒ２′、Ｒ３
′にトランジスタ１４のエミッタ方向にのみ電流が流れ
るように、これらの抵抗器の右端電圧はＶ２以上にし、
且つ、ダイオードＤ□〜Ｄ４の抵抗値が夫々Ｒ２，Ｒ２
’、Ｒ３，Ｒ３’に比して無視できない場合には、それ
を考慮してタイミング抵抗値を選択する必要がある。

第１２図は、電流源トランジスタの代りに演算増巾器５
０とコンデンサＣを含む積分器とスイッチング・トラン
ジスタ５２を用いた本発明によるタイミング回路の実施
例である。

トランジスタ５２のベースは、例えば、スイープ・ゲー
ト回路（図示せず）に接続され、図示するような矩形波
パルスを受取る。

トランジスタ５２は、矩形波パルスの低レベル期間ｔ１
〜ｔ２の開運断状態となり、コンデンサＣはタイミング
電流１ｏｕｔにより充電される。

時点ｔ２に達するとトランジスタ５２は導通状態となり
コンデンサＣの電荷は放電され、演算増巾器５０の出力
端ＯＵＴには図示の如き鋸歯状信号が現われる。

ところで、両抵抗器Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が等しいとき、
切換スイッチ５４を接点５４ａ、５４ｂ、５４Ｃの順に
切換えれば、演算増巾器５０の反転入力端電圧は略々０
ボルトに維持されているので、タイミング電流１ｏｕｔ
は夫りＶ、／２Ｒ，Ｖｌ／ Ｒ，２Ｖ１／ Ｒと変化し
１−２−４順列で可変となることが判る。

したがって演算増巾器５０の出力端ＯＵＴの傾斜信号の
傾斜も同じ割合で変化することになる。

第１３図は、第１２図の抵抗器Ｒ２の抵抗値を２７３倍
し、端子５４ａに印加される電圧を■１／３に変化させ
た場合である。

この場合には、切換スイッチ５４の切換えにより、第４
図の場合と同様にタイミング電流１ｏｕｔを１−２−５
順列で変化させることができる。

第１４図は、第１２図又は第１３図の回路に抵抗器４個
とスイッチ４個を追加し、タイミング電流１ｏｕｔを９
段階に変化させる実用的な実施例である。

なお、第１４図には演算増巾器５０の内部回路の一実施
例を具体的に示している。

トランジスタＱ１のベース電圧はベース・エミッタ間電
圧ＶＢＥとダイオードＤ１での電圧降下との相殺で実質
０ボルトであり、トランジスタＱ１の利得が充分大きけ
ればＱｌのベース電圧変動は無視できるので正確な傾斜
を有し且つ広範囲に変化する傾斜波を得ることができる
。

本実施例で、例えば、抵抗器Ｒ１，Ｒ１′の抵抗値を共
にＲ１抵抗器Ｒ２，Ｒ２′の抵抗値を共にＲ／９、抵抗
器Ｒ３，Ｒ３′の抵抗値を共にＲ／９０、電圧ｖ２を＋
ｖ１／２とすレバ、タイミング電流１ｏｕｔを１−２−
４−１０−２０−４０−１００−２００−４００順列で
変化させることができる。

第１５図は、ミラー積分回路を用いた本発明の更に他の
実施例である。

トランジスタ１４、抵抗器Ｒ１〜Ｒ３、Ｒ１′〜Ｒ３′
、スイッチＳ１〜Ｓ４、Ｓ１′〜Ｓ２′を含む回路は第
３，４図と同様の電流源である。

トランジスタ５６のベースは、例えば、スイープ・ゲー
ト回路（図示せず）に接続され、このベースに、図示の
ような矩形パルスが印加される。

時点ｔ工以前ではダイオードＤ１．Ｄ２は導通しており
、トランジスタ１４のタイミング電流１ｏｕｔはダイオ
ードＤ２を流れ、コンテ゛ンサＣには流れない。

しかし、時点ｔ１で訃うンジスタ５６のエミッタ電圧が
負となると、ダイオードＤ１．Ｄ２は遮断状態となる。

したがってタイミング電流１ｏｕｔはミラー積分器のコ
ンデンサＣに流れ、これを一定速度で充電する。

時点ｔ２でトランジスタ５６のエミッタ電圧は上昇しダ
イオードＤ１．Ｄ２が再び導通するので、コンデンサＣ
の電荷は放電する、このときダイオードＤ０．Ｄ２での
電圧降下の相殺で出力電圧は略々０ボルトとなる。

そこで、端子ＯＵＴには図示の如き鋸歯状電圧が生ずる
。

タイミング電流１ｏｕｔは、今までの実施例で詳細に説
明したようにタイミング抵抗器の抵抗値を適当に選び・
スイ゛ンチＳ・・Ｓ２．Ｓ・′、Ｓ２′、Ｓ３．Ｓ４を
選択的に開閉することにより、９段階で変化することは
明らかである。

したがって、詳細な説明は省略する。

尚、第１〜１１図の回路に於いて、タイミング電流１ｏ
ｕｔを変化させるため、スイッチを切換えてもトランジ
スタ１４のベース電圧は略々一定である。

演算増巾器１２の非反転入力端に印加する電圧を可変に
しても１ｏｕｔは変化するが、その場合にはトランジス
タ１４のベース電圧も変化するので所望の大振巾出力を
得るオシロスコープの傾斜信号発生回路には不適切であ
る。

更に、本発明の実施例では主にタイミング電流１ｏｕｔ
を不連続に変化させる場合について説明したが、第９ａ
図の実施例の様に他の全ての実施例に於いても１ｏｕｔ
を連続的に可変とすることが出来ることは勿論である。

以上説明したように、本発明によれば従来のタイミング
回路に比較し必要とする高価な部品点数が減少でき、し
かもタイミング電流、即ち、鋸歯状波或は傾斜波信号の
傾斜を広範囲に亘って変化させることができるので回路
の小型化が可能であり経済的にも資するところが極めて
大である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のタイミング回路、第２図は本発明の実施
例に使用する電圧制御型可変電流源回路、第３〜５図は
夫々本発明の実施例、第６ａ図は本発明の他の実施例の
説明に供する回路、第６ｂ図は第６ａ図の動作説明のた
めに使用されているスイッチの開閉状態を示す図、第７
ａ、８ａ。 ９ａ図は夫々本発明の実施例、第７ｂ、 ８ｂ、
９ｂ図は夫々第７ａ、 ８ａ、９ａ図の動作説明のた
めに使用されているスイッチの開閉状態を示す図、第１
０〜１５図は夫々本発明の実施例である。 １０．２２，２４，４２・・・・・・ポテンショメータ
、１２． ２６． ４４． ５０・・・・・・演算増巾
器、１４、 ５２． ５６． Ｑｌ、Ｑ２・・・・・・
トランジスタ、２０・・・・・・緩衝増巾器、２８，４
６，４８．ＯＵＴ・・・・・・端子、Ｒ１−Ｒｎ、 Ｒ
□′、Ｒ３′・・・・・・抵抗器、１６゜１８、４０．
Ｓｔ〜Ｓｎ Ｉ、ＳＡ、 ＳＢ、 Ｓｌ’、 Ｓ２’
、 ＳＷ・・・・・・スイッチ、Ｃ９Ｃ１〜Ｃ３・・・
・・・コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ４・・・・・・ダイオード
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ トランジスタと、該トランジスタのエミッタ電圧及
   び基準電圧を入力し出力電圧を上記トランジスタのベー
   スに印加する演算増幅器と、上記トランジスタのエミッ
   タ及び一定電圧源間に接続された第１抵抗器と、上記ト
   ランジスタのエミッタに一端が接続された第２抵抗器と
   、該第２抵抗器の他端に複数の異なる電圧を選択的に印
   加する可変電圧源と、上記トランジスタのコレクタに接
   続されたコンデンサとを具え、該コンテ゛ンサ両端から
   異なる傾斜の傾斜波信号電圧を得ることを特徴とするタ
   イミング回路。 ２ 入力端子電圧が略一定値に維持され入出力端間にコ
   ンデンサが接続された反転増幅器と、該反転増幅器の入
   力端子及び一定電圧源間に接続された第１抵抗器と、上
   記反転増幅器の入力端子に一端が接続された第２抵抗器
   と、該第２抵抗器の他端に複数の異なる電圧を選択的に
   印加する可変電圧源とを具え、上記第１及び第２抵抗器
   を流れる電流の総和を上記コンデンサに流して上記増幅
   器の出力端から異なる傾斜の傾斜波信号電圧を得ること
   を特徴とするタイミング回路。