JPS5953799B2 - インバ−タ制御回路 - Google Patents
インバ−タ制御回路Info
- Publication number
- JPS5953799B2 JPS5953799B2 JP55135179A JP13517980A JPS5953799B2 JP S5953799 B2 JPS5953799 B2 JP S5953799B2 JP 55135179 A JP55135179 A JP 55135179A JP 13517980 A JP13517980 A JP 13517980A JP S5953799 B2 JPS5953799 B2 JP S5953799B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- triangular wave
- output
- generates
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパルス幅変調を行い可変電圧・可変周波数出力
を発生する電力変換器（以下ＰＷＭインバータ部と称す
る）を用いて三相誘導電導機（以下単に電動機という）
を駆動せしめるインバータ制御回路に関するもので、特
に低速駆動時に問題視される電動機に発生される脈動ト
ルクが格別に低減される装置を提供することにある。
を発生する電力変換器（以下ＰＷＭインバータ部と称す
る）を用いて三相誘導電導機（以下単に電動機という）
を駆動せしめるインバータ制御回路に関するもので、特
に低速駆動時に問題視される電動機に発生される脈動ト
ルクが格別に低減される装置を提供することにある。
ＰＷＭインバータ部により電動機に電力供給するＰＷＭ
インバータ装置においては波高値の等しいパルス列を周
期配列せしめて出力し、電動機に与える電圧の大きさは
パルス幅を制御してその運転周波数はパルス列周期が制
御されて発生される。
インバータ装置においては波高値の等しいパルス列を周
期配列せしめて出力し、電動機に与える電圧の大きさは
パルス幅を制御してその運転周波数はパルス列周期が制
御されて発生される。
これを第１図および第２図を参照して説明する。第１図
、第２図は従来のＰＷＭインバータ装置の制御ブロック
図、各部波形図で、１は速度設定器、２は速度設定信号
Ｓによる電圧の増減に対応して発振周波数Ｐを出力する
電圧周波数変換器、’３は入力に応じてパルスモード指
定信号Ｍを選択し高速から低速になるにつれて運転周波
数の半サイクルに含まれるパルス数を増加せしめて電動
機電流の波形改善を行うパルスモード選択器、４はパル
スモード指定信号Ｍによつて三角波同期信号・Ｄを出力
する三角波同期信号発生器、５は三角波同期信号Ｄに同
期した三角波信号Ｆを発生する三角波発生器、６は三相
信号発生器、７は電動機に印加する電圧・周波数比を決
定する出力電圧指令Ｅを発生するＶ／Ｆ調節器、８は基
準電圧となるフ出力電圧指令Ｅと三角波信号Ｆの電圧レ
ベルを比較してチョッピング信号にを分配器９に与える
変調器である。
、第２図は従来のＰＷＭインバータ装置の制御ブロック
図、各部波形図で、１は速度設定器、２は速度設定信号
Ｓによる電圧の増減に対応して発振周波数Ｐを出力する
電圧周波数変換器、’３は入力に応じてパルスモード指
定信号Ｍを選択し高速から低速になるにつれて運転周波
数の半サイクルに含まれるパルス数を増加せしめて電動
機電流の波形改善を行うパルスモード選択器、４はパル
スモード指定信号Ｍによつて三角波同期信号・Ｄを出力
する三角波同期信号発生器、５は三角波同期信号Ｄに同
期した三角波信号Ｆを発生する三角波発生器、６は三相
信号発生器、７は電動機に印加する電圧・周波数比を決
定する出力電圧指令Ｅを発生するＶ／Ｆ調節器、８は基
準電圧となるフ出力電圧指令Ｅと三角波信号Ｆの電圧レ
ベルを比較してチョッピング信号にを分配器９に与える
変調器である。
かくの如き従来装置は公知であつてその詳細説明を省略
するが、分配器９は三相信号発生器６出Ｓ力の信号Ａ、
Ｂ、Ｃを入力して変調器８出力のチョッピング信号にか
ら信号φＡｌφＢ、φｃを図示しない各ゲート増巾器へ
信号発生し、ＰＷＭインバータ部（図示せず）によつて
結局電動機の線間電圧波形Ｕ，Ｖ，Ｗが例示のように与
えられる。
するが、分配器９は三相信号発生器６出Ｓ力の信号Ａ、
Ｂ、Ｃを入力して変調器８出力のチョッピング信号にか
ら信号φＡｌφＢ、φｃを図示しない各ゲート増巾器へ
信号発生し、ＰＷＭインバータ部（図示せず）によつて
結局電動機の線間電圧波形Ｕ，Ｖ，Ｗが例示のように与
えられる。
ここでは運転周波数の半サイクルに含まれるパルス数（
以下パルスモードと称する）が５個の場合を示している
。 ．かかるＰＷＭインバータ装
置が用いられて電動機を駆動すると、第２図に示す如く
ＰＷＭインバータ部の出力電圧波形が種々の高調波成分
を含むものとなつてその高調波次数は（１）式で表わす
ことができる。
以下パルスモードと称する）が５個の場合を示している
。 ．かかるＰＷＭインバータ装
置が用いられて電動機を駆動すると、第２図に示す如く
ＰＷＭインバータ部の出力電圧波形が種々の高調波成分
を含むものとなつてその高調波次数は（１）式で表わす
ことができる。
またその相回転が（ｈ≧０）では正相であつて（ｈ〈０
）では逆相であり、回転速度が基本波のｎ倍である。
）では逆相であり、回転速度が基本波のｎ倍である。
いま電動機の磁極ピツチをτ、座標をｘ、回転子第ｎ調
波電流の基本波磁束密度との位相差をψ。
波電流の基本波磁束密度との位相差をψ。
、基本波角速度ω１、回転子第ｎ調波電流のピーク値を
Ｉｎとすると、前記高調波電圧により回転子に流れる回
転子第ｎ調波電流の瞬時値１ｎはつぎのように表わされ
る。この（２）式における不は（１）式にて（ｈ≧０）
のとき一であつて（ｈ〈０）のときに＋である。
Ｉｎとすると、前記高調波電圧により回転子に流れる回
転子第ｎ調波電流の瞬時値１ｎはつぎのように表わされ
る。この（２）式における不は（１）式にて（ｈ≧０）
のとき一であつて（ｈ〈０）のときに＋である。
またギヤツプの第ｎ調波磁束密度のピーク値をＢｎとす
ると、第ｎ調波磁束密度の瞬時値は（３）式で表わされ
る。この（３）式における＋．は（１）式にて（ｈ≧０
）のとき一であつて（ｈ〈０）のとき＋である。
ると、第ｎ調波磁束密度の瞬時値は（３）式で表わされ
る。この（３）式における＋．は（１）式にて（ｈ≧０
）のとき一であつて（ｈ〈０）のとき＋である。
これより回転子導体の有効長をＬ、回転子半径をＲとす
れば、電動機が発生する２極分のトルクＴは、で表わす
ことができる。
れば、電動機が発生する２極分のトルクＴは、で表わす
ことができる。
また、 （ｍ＝ｎ）のときのトルクＴＡは、となる。
この（５）式の右辺第１項は回転子２極分についてｘで
積分すると明らかに零となり、しがつて（５）式の第２
項だけが残りこれは（６）式で表わされる如く時間によ
つて変化しない定常トルクとなる。Ｔ５Ａ＝Ｒ・Ｌ４ｍ
−Ｂｍ・τ・ＣＯｓ（ψ。
積分すると明らかに零となり、しがつて（５）式の第２
項だけが残りこれは（６）式で表わされる如く時間によ
つて変化しない定常トルクとなる。Ｔ５Ａ＝Ｒ・Ｌ４ｍ
−Ｂｍ・τ・ＣＯｓ（ψ。
−θｍ）・・・（６）なお、（６）式にて（ｍ＝ｎ＝１
）のときが基本彼トルクである。
）のときが基本彼トルクである。
しかしながら（ｍ：ｎ）のときには同様にしてｘで積分
すると、（７）式に示す如くとなる。ＴＢ＝Ｒ−Ｌ−１
ｍ−Ｂｎ・τ・ＣＯｓ｛子 （ｍ′＋ｎ）ω１ｔ＋ψｌ
−θｎ｝ ・・・（７）したがつ
て（ｍ＃＃ｎ）の場合電動機のトルクがつぎの（８）式
に示す周波数ＦＲで脈動することが解る。
すると、（７）式に示す如くとなる。ＴＢ＝Ｒ−Ｌ−１
ｍ−Ｂｎ・τ・ＣＯｓ｛子 （ｍ′＋ｎ）ω１ｔ＋ψｌ
−θｎ｝ ・・・（７）したがつ
て（ｍ＃＃ｎ）の場合電動機のトルクがつぎの（８）式
に示す周波数ＦＲで脈動することが解る。
このようなトルク脈動の中でＰＷＭインバータ部にて電
動機を駆動した場合にはトルク脈動の値が極めて大きく
しかも脈動周期が長く回転体の慣生に吸収されないため
に、特に電動機の低速駆動時に問題となるのはトルク脈
動の周波数ＦＲが最も低い６ｆ１のときである。
動機を駆動した場合にはトルク脈動の値が極めて大きく
しかも脈動周期が長く回転体の慣生に吸収されないため
に、特に電動機の低速駆動時に問題となるのはトルク脈
動の周波数ＦＲが最も低い６ｆ１のときである。
その（ＦＲ＝６ｆ１）すなわち（１ｍ＋′ｎｌ＝６）と
なるｍとｎの組合せで大きな因となるのは（ｍ＝７）と
（ｎ＝１）のときまたは（ｍ＝５）と（ｎ＝１）のとき
であつて、したがつて回転子第７調波電流と基本波磁束
密度の相互作用によるトルク脈動Ｔ，であり、回転子第
５調波電流と基本波磁束密度の相互作用によるトルク脈
動Ｔ５である。これらはつぎに示されｂノここで第２図
に示した線間電圧の波形Ｕ，Ｖ，ｊＷにつきフーリエ分
析を行うものとする。
なるｍとｎの組合せで大きな因となるのは（ｍ＝７）と
（ｎ＝１）のときまたは（ｍ＝５）と（ｎ＝１）のとき
であつて、したがつて回転子第７調波電流と基本波磁束
密度の相互作用によるトルク脈動Ｔ，であり、回転子第
５調波電流と基本波磁束密度の相互作用によるトルク脈
動Ｔ５である。これらはつぎに示されｂノここで第２図
に示した線間電圧の波形Ｕ，Ｖ，ｊＷにつきフーリエ分
析を行うものとする。
すなわち第３図はフーリエ分析の概略を説明するもので
、Ｗ１は基本波、Ｗ７，ＶＷ５は第７調波、第５調波を
示している。さらに電動機の諸定数を適宜の上（９）式
ならびに（１１式のトルク計算を試みるに、１第４図の
実線で示す如くになる。第４図において、ＴＷ７，ＴＷ
５はトルク脈動Ｔ７，Ｔ５の波形を示し、ＴＷＡはトル
ク脈動（Ｔ７＋Ｔ５）の波形を示している。かくの如く
にトルク脈動Ｔ７とトルク脈動Ｔ５の位相差は略１８０
゜であり、従来のＰＷＭイｌンバータ装置における６ｆ
１周波数のトルク脈動は（Ｔ７＋Ｔ５）から点線表示の
ものとなる。本発明はかかるトルク脈動およびその位相
差に着目し、特に６ｆ１の周波数のトルク脈動を減少せ
しめる制御回路部分を具備して第４図に示される二如く
のトルク脈動Ｔ７，Ｔ５の大きさを等しくさせることに
より、６ｆ１周波数のトルク脈動（Ｔ７＋Ｔ５）を零に
ならしめるものである。さらに具体的には前述の（９）
式と０１式とを等しいものとするために第７調波のイン
ピーダンスが第５調波のイン，ピーダンスに比して略（
７／５）倍からこれに対応せしめる如くの第７調波電圧
と第５調波電圧との比とすることにより、回転子第７調
波電流１７と回転子第５調波電流１５を等しいものとし
、結局トルク動脈Ｔ７，Ｔ５間にその大きさが等しくか
つ両者は１８０゜位相が異なるものとする。しかして第
７調波電圧と第５調波電圧の比を適当とするため第３図
に示す±３０゜および±１５０゜の位置のパルス幅を従
来パルス幅よりも約８０％狭くすることを本発明の主眼
とするものであり、パルスモードの増加につれて例えば
１７パルスモードのとき約４５％狭くすることにある。
このことは第３図における±３０゜および±１５０゜の
付近にて第５調波と第７調波の極性が略逆であること、
さらに第３図に示す線間電圧をｖ（θ）で表わすとする
と第５調波電圧、第７調波電圧の振幅の最大値がつぎに
示す（Ｑ１）、正式で表わされることから明らかである
。第５図、第６図は本発明の一実施例を示す要部プロツ
ク図、各部波形図であり、１０は６０゜間隔信号Ｇを発
生する信号発生器、１１，１１″は遅延回路、１２はア
ンド回路、１３はレベル補正回路、１４は切替回路を示
している。図中第１図と同符号のものは同じ部分を示す
。このように示されるものは、第１図に示す変調器８の
入力系に代えて格別に回路構成される信号発生部分が備
えられるものである。さて信号発生器１０は三相信号発
生器６の出力Ａ，Ｂ，Ｃにより６０゜間隔信号Ｇを発生
して遅延回路１１，１「に与える。
、Ｗ１は基本波、Ｗ７，ＶＷ５は第７調波、第５調波を
示している。さらに電動機の諸定数を適宜の上（９）式
ならびに（１１式のトルク計算を試みるに、１第４図の
実線で示す如くになる。第４図において、ＴＷ７，ＴＷ
５はトルク脈動Ｔ７，Ｔ５の波形を示し、ＴＷＡはトル
ク脈動（Ｔ７＋Ｔ５）の波形を示している。かくの如く
にトルク脈動Ｔ７とトルク脈動Ｔ５の位相差は略１８０
゜であり、従来のＰＷＭイｌンバータ装置における６ｆ
１周波数のトルク脈動は（Ｔ７＋Ｔ５）から点線表示の
ものとなる。本発明はかかるトルク脈動およびその位相
差に着目し、特に６ｆ１の周波数のトルク脈動を減少せ
しめる制御回路部分を具備して第４図に示される二如く
のトルク脈動Ｔ７，Ｔ５の大きさを等しくさせることに
より、６ｆ１周波数のトルク脈動（Ｔ７＋Ｔ５）を零に
ならしめるものである。さらに具体的には前述の（９）
式と０１式とを等しいものとするために第７調波のイン
ピーダンスが第５調波のイン，ピーダンスに比して略（
７／５）倍からこれに対応せしめる如くの第７調波電圧
と第５調波電圧との比とすることにより、回転子第７調
波電流１７と回転子第５調波電流１５を等しいものとし
、結局トルク動脈Ｔ７，Ｔ５間にその大きさが等しくか
つ両者は１８０゜位相が異なるものとする。しかして第
７調波電圧と第５調波電圧の比を適当とするため第３図
に示す±３０゜および±１５０゜の位置のパルス幅を従
来パルス幅よりも約８０％狭くすることを本発明の主眼
とするものであり、パルスモードの増加につれて例えば
１７パルスモードのとき約４５％狭くすることにある。
このことは第３図における±３０゜および±１５０゜の
付近にて第５調波と第７調波の極性が略逆であること、
さらに第３図に示す線間電圧をｖ（θ）で表わすとする
と第５調波電圧、第７調波電圧の振幅の最大値がつぎに
示す（Ｑ１）、正式で表わされることから明らかである
。第５図、第６図は本発明の一実施例を示す要部プロツ
ク図、各部波形図であり、１０は６０゜間隔信号Ｇを発
生する信号発生器、１１，１１″は遅延回路、１２はア
ンド回路、１３はレベル補正回路、１４は切替回路を示
している。図中第１図と同符号のものは同じ部分を示す
。このように示されるものは、第１図に示す変調器８の
入力系に代えて格別に回路構成される信号発生部分が備
えられるものである。さて信号発生器１０は三相信号発
生器６の出力Ａ，Ｂ，Ｃにより６０゜間隔信号Ｇを発生
して遅延回路１１，１「に与える。
遅延回路１１，１１″はアンド回路１２とともに例えば
第３図に示される如くの±３０゜または±１５０゜の位
置に跨がる三角波同期信号を求めるための検出回路部分
を構成するものであつて６０゜間隔信号Ｇから三角波同
期信号Ｄを算え始め、これが所定の数になると出力Ｈ，
Ｉをアンド回路１２に発生する。ここで・は例示の如く
１パルスを算えて出力Ｈが「Ｈ」になり２パルスを算え
て出力１が「Ｈ」になつているが、これらは例えば１７
パルスのときに出力Ｈが４パルスを算えて「Ｈ」となり
、出力１が５パルスを算えて「Ｈ」となるように作用す
る。アンド回路１２は出力Ｈ，Ｉを入力して前記±３０
゜または±１５０゜の位置に跨がる三角波同期信号の一
周期に限り出力Ｊを「Ｈ」とする。またレベル補正回路
１３はパルスモード指定信号Ｍと出力電圧指令Ｅを入力
し、従来変調方式によるパルス幅に対してパルスモード
指定信号Ｍすなわち基本周波数の一周期内に存在する三
角波同期信号Ｄのパルス数によつて予め一義的に決定さ
れる割合から、出力電圧指令Ｅのレベルが減少させられ
たレベル補ｊ正信号ΔＥを発生する。さらに切替回路１
４は出力Ｊが「Ｈ」のときに限りベル補正信号ΔＥを出
力し、出力Ｊが「Ｌ」のとき出力電圧指令Ｅを出力する
ように信号発生してその出力Ｅ″は第６図に示されるも
のになる。この出力Ｅ″が変調器８の基準電圧となり、
出力Ｅ″と三角波信号Ｆの電圧レベルが比較されチヨツ
ピング信号Ｋ″が発生されて分配器９の入力となる。こ
れにより例示の如く信号φＡ，φＢ，φｏが発生され線
間電圧波形Ｕ，Ｖ，Ｗが電動機に与えられるものとなる
。かくの如くなるものは、例えば線間電圧波形Ｕをとり
第２図と第６図に示すものを比較するに、第６図に示さ
れるものは±３０゜と±１５０゜におけるパルス幅が第
２図に示すものより狭くなつていることは明白で゛ある
。かかる実施例のものは電動機に印加する線間電圧波形
の±３０゜および±１５０゜のパルス幅が好適に狭くさ
れて第７高調波電圧と第５高調波電圧の比が７対５とな
る如く補正されてなり、その結果前記（９），（１０）
式で表わされる電動機の６ｆ１周波数のトルク脈動を極
めて有効に減少させることができるものである。
第３図に示される如くの±３０゜または±１５０゜の位
置に跨がる三角波同期信号を求めるための検出回路部分
を構成するものであつて６０゜間隔信号Ｇから三角波同
期信号Ｄを算え始め、これが所定の数になると出力Ｈ，
Ｉをアンド回路１２に発生する。ここで・は例示の如く
１パルスを算えて出力Ｈが「Ｈ」になり２パルスを算え
て出力１が「Ｈ」になつているが、これらは例えば１７
パルスのときに出力Ｈが４パルスを算えて「Ｈ」となり
、出力１が５パルスを算えて「Ｈ」となるように作用す
る。アンド回路１２は出力Ｈ，Ｉを入力して前記±３０
゜または±１５０゜の位置に跨がる三角波同期信号の一
周期に限り出力Ｊを「Ｈ」とする。またレベル補正回路
１３はパルスモード指定信号Ｍと出力電圧指令Ｅを入力
し、従来変調方式によるパルス幅に対してパルスモード
指定信号Ｍすなわち基本周波数の一周期内に存在する三
角波同期信号Ｄのパルス数によつて予め一義的に決定さ
れる割合から、出力電圧指令Ｅのレベルが減少させられ
たレベル補ｊ正信号ΔＥを発生する。さらに切替回路１
４は出力Ｊが「Ｈ」のときに限りベル補正信号ΔＥを出
力し、出力Ｊが「Ｌ」のとき出力電圧指令Ｅを出力する
ように信号発生してその出力Ｅ″は第６図に示されるも
のになる。この出力Ｅ″が変調器８の基準電圧となり、
出力Ｅ″と三角波信号Ｆの電圧レベルが比較されチヨツ
ピング信号Ｋ″が発生されて分配器９の入力となる。こ
れにより例示の如く信号φＡ，φＢ，φｏが発生され線
間電圧波形Ｕ，Ｖ，Ｗが電動機に与えられるものとなる
。かくの如くなるものは、例えば線間電圧波形Ｕをとり
第２図と第６図に示すものを比較するに、第６図に示さ
れるものは±３０゜と±１５０゜におけるパルス幅が第
２図に示すものより狭くなつていることは明白で゛ある
。かかる実施例のものは電動機に印加する線間電圧波形
の±３０゜および±１５０゜のパルス幅が好適に狭くさ
れて第７高調波電圧と第５高調波電圧の比が７対５とな
る如く補正されてなり、その結果前記（９），（１０）
式で表わされる電動機の６ｆ１周波数のトルク脈動を極
めて有効に減少させることができるものである。
なお本実施例においては、５パルスモードのとき±３０
゜および±１５０゜の位置パルス幅をそれぞれ１パルス
だけ狭くしたが、例えば３３パルスモード等のようにモ
ード増加した場合に，は遅延回路１１，１「の調整から
それぞれ２個または３個のパルスの幅を狭くするように
してもよく、また出力Ｅ″のレベルを上下させて三角波
信号Ｆと比較させたがこれにとられれず三角波信号Ｆ側
を上下させることも可能である。さらにまた６ｆ１の周
波数のトルク脈動を低減させるためパルスモードが最高
に大きいときにのみ例えば１７パルスモードのときだけ
としても実用上大きな効果が得られるものとなる。以上
説明したように本発明によれば、ＰＷＭインバータ部か
ら電動機に印加される線間電圧波形の±３０゜および±
１５０゜の位置におけるパルス幅を適当な割合で狭くす
ることにより、６ｆ１の周波数のトルク脈動が好適に低
減される装置を提供できる。
゜および±１５０゜の位置パルス幅をそれぞれ１パルス
だけ狭くしたが、例えば３３パルスモード等のようにモ
ード増加した場合に，は遅延回路１１，１「の調整から
それぞれ２個または３個のパルスの幅を狭くするように
してもよく、また出力Ｅ″のレベルを上下させて三角波
信号Ｆと比較させたがこれにとられれず三角波信号Ｆ側
を上下させることも可能である。さらにまた６ｆ１の周
波数のトルク脈動を低減させるためパルスモードが最高
に大きいときにのみ例えば１７パルスモードのときだけ
としても実用上大きな効果が得られるものとなる。以上
説明したように本発明によれば、ＰＷＭインバータ部か
ら電動機に印加される線間電圧波形の±３０゜および±
１５０゜の位置におけるパルス幅を適当な割合で狭くす
ることにより、６ｆ１の周波数のトルク脈動が好適に低
減される装置を提供できる。
第１図、第２図は従来のＰＷＭインバータ装置の制褌プ
ロツク図、各部波形図、第３図は線間電圧波形のフーリ
エ分析の概略説明図、第４図は６ｆ１のトルク脈動を説
明するために示した特性図、第５図、第６図は本発明の
一実施例を示す要部プロツク図、各部波形図である。 １０・・・・・・信号発生器、１１，１「・・・・・・
遅延回路、１２・・・・・・アンド回路、１３・・・・
・ルベル補正回路、１４・・・・・・切替回路、ＴＷ５
，ＴＷ７・・・・・・トルク脈動Ｔ５，Ｔ７の波形、Ｔ
ＷＡ・・・・・・トルク脈動（Ｔ７＋Ｔ５）の波形。
ロツク図、各部波形図、第３図は線間電圧波形のフーリ
エ分析の概略説明図、第４図は６ｆ１のトルク脈動を説
明するために示した特性図、第５図、第６図は本発明の
一実施例を示す要部プロツク図、各部波形図である。 １０・・・・・・信号発生器、１１，１「・・・・・・
遅延回路、１２・・・・・・アンド回路、１３・・・・
・ルベル補正回路、１４・・・・・・切替回路、ＴＷ５
，ＴＷ７・・・・・・トルク脈動Ｔ５，Ｔ７の波形、Ｔ
ＷＡ・・・・・・トルク脈動（Ｔ７＋Ｔ５）の波形。
Claims (1)
- １ 三相信号発生器、三角波同期信号により三角波信号
を発生する三角波発生器、出力電圧指令信号のレベルと
前記三角波信号とによつてチョッピング信号を発生する
変調器をそれぞれ具備し、パルス幅変調より可変電圧・
可変周波数出力を発生する電力変換器により三相誘導電
動機を駆動せしめるインバータ制御回路において、前記
三相信号発生器出力により６０°間隔信号を発生する信
号発生器、前記６０°間隔信号と三角波同期信号とによ
り該６０°間隔信号の中間位置に跨がる三角波同期信号
の一周期に限り所定レベルの信号出力を発生する検出回
路、前記出力電圧指令信号のレベルを電動機周波数の一
周期内に存在する三角波同期信号のパルス数により予め
選定せしめる割合で減少させるレベル補正回路、前記所
定レベルの信号発生時のみレベル補正回路出力を与える
切替回路をそれぞれ設けて成ることを特徴とするインバ
ータ制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55135179A JPS5953799B2 (ja) | 1980-09-30 | 1980-09-30 | インバ−タ制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55135179A JPS5953799B2 (ja) | 1980-09-30 | 1980-09-30 | インバ−タ制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5762799A JPS5762799A (en) | 1982-04-15 |
| JPS5953799B2 true JPS5953799B2 (ja) | 1984-12-26 |
Family
ID=15145675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55135179A Expired JPS5953799B2 (ja) | 1980-09-30 | 1980-09-30 | インバ−タ制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5953799B2 (ja) |
-
1980
- 1980-09-30 JP JP55135179A patent/JPS5953799B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5762799A (en) | 1982-04-15 |
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