JPH0442909B2

JPH0442909B2 -

Info

Publication number: JPH0442909B2
Application number: JP57025276A
Authority: JP
Inventors: Takashi Toda; Masayuki Terajima
Original assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1982-02-19
Filing date: 1982-02-19
Publication date: 1992-07-14
Also published as: JPS58144576A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は低速度領域でのトルク脈動を軽減する
パルス幅変調型インバータの制御方法に係り、特
に導通領域側へ移行する素子と非導通領域側へ移
行する素子との間で交互にON−OFFするパルス
幅変調型インバータで、導通領域へ移行する素子
は、出力周波電気角の30゜を基点としてその両側
のパルス幅波高値を、非導通領域へ移行する素子
は、出力周波電気角の150゜を基点としてその両側
のパルス幅波高値をそれぞれ異なるようにON−
OFF制御することによつて、転流重なり期間で
のトルクを平均化し、そのトルク平均値を高めて
滑らかな低速運転を可能とする制御方法を提供し
ようとするものである。

電流型インバータで誘導電動機などを可変速制
御する場合、特に低速高度域でのトルク脈動が大
きく、脈動周波数が軸系のねじれ共振周波数と一
致すると機械系へ大きな影響を与えるばかりでな
く、“速度ムラ”が大きくなつて安定した運転は
到底望めないなど不安定現象はよく知られている
所である。かかる現象を具体的に述べるに、例え
ば120゜方形波インバータで誘導電動機を可変速駆
動した場合、超低周波領域での出力周波電気角
ωtの進行に対する発生電気的瞬時トルクの特性
は第１図に示すようなトルク特性となる。この特
性はインバータの出力周波数をパラメータにとつ
た場合の瞬時トルクの変化を示したもので、この
特性図より明らかなように、瞬時トルクは電気角
60゜毎に脈動しており特に出力周波数が高くなれ
ばトルクの脈動は軽減するが、これに対してトル
クが著しく小さくするなど、トルク脈動の軽減効
果と実際の発生トルクとの関係は二律相反するこ
とになり、120゜方形波インバータでは適用分野が
限定されるなど実用的なものではない。かかる問
題点を解決する方法として、第２図に示す如く交
流出力電流の各半波期間内で、電気角π／６
（rad）を基点として、０〜π／６とπ／６〜
π／３との期間および２／3π〜５／6πと５／6π
〜πとの期間にそれぞれ一定のパルス幅で複数の
パルスを発生すべくチヨツピング制御を行ない、
電気角π／２（rad）を基点とするπ／３〜２／
3πの期間は固定パルス幅を生じさせる等パルス
幅方式のパルス幅変調型インバータはよく知られ
ている所である。このパルス幅変調型インバータ
で誘導電動機を可変速駆動した場合、出力周波電
気角ωtの進行に対する発生電気的瞬時トルクの
特性は第３図に示すようなトルク特性となる。こ
のトルク特性図はインバータの出力周波数が0.5
（Hz）の場合のトルク変化を示したもので、実線
が等パルス幅のパルス幅変調型インバータでのト
ルク特性を、破線が120゜方形波インバータでのト
ルク特性をそれぞれ示し、この特性図より明らか
なように、電流を所定のパルス幅変調を行なう
と、トルの脈動周波数が非常に高いので軸系に及
ぼす影響は全くなくなる。これに対して超低速領
域でのトルク脈動は120゜方形波インバータに比
し、あまり改善されていない。かかるトルク脈動
の問題点を解決したのが、第４図の電流波形パタ
ーンに示すようなパルス幅変調を行なう不等パル
ス幅変調型のインバータである。このインバータ
は出力周波電気角ωtの進行に対して、０〜π／
３までの期間はパルス幅を漸増する時間比制御を
行ない、２／3π〜πまでの期間はパルス幅を漸
減する時間比制御を行なうものであるが、このよ
うな不等パルス幅変調を行なうと、インバータ出
力周波数が0.5Hzでの発生電気的瞬時トルクの特
性は第５図に示すようなトルク特性となる。この
トルク特性図と第３図のトルク特性図とを比較す
れば明らかなように、瞬時トルクの最大値が第３
図のものは略一定であるのに対して、第５図のも
のは瞬時トルクの最大値が出力周波電気角の進行
に対して円弧状に変化し、且つトルクが落ち込む
幅が時間的に漸減するので、総体的にトルクの脈
動は不等パルス幅の制御の方が等パルス幅の制御
より軽減効果が大きい。しかしながら不等パルス
幅の変調法で問題となるのは、第５図の発生電気
的瞬時トルク特性より明らかなように、出力周波
電気角の進行に対して、特に０〜π／６の期間で
の平均トルクとπ／６〜π／３の期間での平均ト
ルクとを比較した場合、後者の平均トルクの方が
前者の平均トルクより大きくなつていることが理
解できる。これは何を意味しているのかといえ
ば、理想的なものであれば前記各期間での平均ト
ルクは略同一であるので、トルク脈動の軽減効果
が上つているとは決していえない。このような不
等パルス幅の変調法に対して、例えば導通領域へ
移行する素子と非導通領域へ移行する素子との間
で、一方がONであれば他方がOFFであるという
ように交互にON−OFF制御して相間転流を行な
い、しかも導通領域へ移行する素子はそのパルス
幅を漸増し、これとは反対に非導通領域側へ移行
する素子はそのパルス幅を漸減するというよう
な、時間比制御を併用する不等パルス幅変調方法
がある。この変調法は特に転流重なり期間での制
御と他の期間での制御とは全く独立して行なわれ
るので、超低速領域でも任意の時点で静止できる
など第４図のパルス幅変調方法に比し安定した低
速運転を可能とする。しかしながら問題となるの
は、例えば転流重なり期間での制御時に際して、
上記したように導通領域へ移行する素子と非導領
域へ移行する素子とはパルス幅を増−減する時間
比制御を行なうものであるからして、特に転流重
なり期間で電気角30゜及び150゜をそれぞれ基点と
する前後の区間での平均トルクが異にするとい
う、第４図の不等パルス幅変調法でみられるよう
な超低速度領域での“速度ムラ”があり、非常に
滑らかな低速運転は全く望め得ない。

本発明はこの点に着目して発生して発明された
ものであつて、特に本願は特定の相間で交互に
ON−OFF制御し相間転流を行なうパルス幅変調
法であつて、導通領域へ移行する素子は電気角
30゜を基点とする前後の区間の等パルス幅列の波
高値を異にし、且つ前の区間の波高値を大なるよ
うにして、これに対して非導通領域へ移行する素
子は全く正反対のパルス幅変調法を行なうように
したことを一大特徴とし、以下第６図の実施例に
基づき詳述する。

同実施例で１はサイリスタを純ブリツジ接続し
て形成し交流入力電力を直流電力に順変換する順
変換部で、２は直流リアクトルで、３は直列ダイ
オード方式のインバータと一般に呼称されてお
り、直流電力を交流電力に逆変換して負荷電動機
４（実施例では誘導電動機を示す）に給電する為
の逆変換部で、５は実速度信号を取出す為の速度
検出用小発電機で、６は速度指令信号を与える為
の設定器で、７は速度設定指令信号と実速度検出
信号とを比較する為の第１の比較器で、８は速度
誤差電圧を一旦増幅する為の速度制御用増幅器
で、９は入力信号の絶対値を取出す為の絶対値変
換回路で、１０は直流中間回路の直流電圧を取出
す為のシヤント抵抗或いは直流変流器などの直流
電流検出器で、１１は直流電流指令信号と電流検
出信号とを比較する為の第２の比較器で、１２は
電流誤差電圧を一旦増幅する為の電流制御用増幅
器で、１３はゲート信号を任意に移相する為の自
動パルス移相回路で、１４は速度誤差電圧のすべ
り周波数指令信号を一旦増幅する為の増幅器で、
１５は入力されるすべり周波数指令信号を基に所
要のパルスを発振する為の発振器で、１６は発振
器より導びかれるパルス信号をカウントして後述
するが第７図の電流波形パターンに示すような、
特定期間でのパルス信号列を作り出すパルス幅変
調用カウンタで、１７はパルス幅変調用カウンタ
より導びかれる出力周波電気角ωtの進行に対応
したパルス信号列と、正転を意味するＦ信号と逆
転を意味するＲ信号との３諸量を以つて逆変換部
３のサイリスタ群を順次点弧するゲート信号を得
る分周器でで、この分周器のクロツク入力端子
CLにパルス信号列が入力されることになる。１
８はリングカウンタより入力されるパルス信号を
カウントして転流重なり期間での直流電流に振幅
変調をかける為のカウンタで、１９₁−１９₂は
NOTゲートで、２０₁−２０₂はANDゲートで、
２１は矩形波のパルス信号を直流レベルの信号に
変換した信号を一旦増幅して、この増幅した信号
を補正信号として第２の比較器１１に導びく為の
増幅器である。

以上のように構成される本実施例の動作を述べ
るに、先ず速度設定器６より所要の速度指令信号
が第１の比較器７に与えられると、この速度指令
信号はそのままメジヤーループの速度制御用増幅
器８→絶対値変換回路９→電流マイナーループの
第２の比較器１１→電流制御用増幅器１２→自動
パルス移相回路１３の経路を通して、順変換部１
のサイリスタ群に与えられて順変換部１より所要
の直流電力が３の逆変換部に与えられることにな
る。この動作と並行して速度制御用増幅器８より
導びかれる速度指令信号を１４の増幅器で一旦増
幅して、この増幅した直流レベルの信号を１５の
発振器に与えると、発振器１５は入力される電圧
に応じた周波数のパルス信号群を順次発振して、
これら信号群を１６のパルス幅変調用カウンタに
与えてカウントさせる。この発振パルス信号群と
パルス幅変調用カウンタとの動作態様を示したも
のが第７図のタイムチヤート図であて、例えばパ
ルス幅変調用カウンタがパルスを５個以上カウン
トすると、先ずカウント値が５個の時点でパルス
幅変調用カウンタの図示しない第１の端子より第
７図のに示すような矩形波信号が立上つて行
き、カウント値が８個の時点で当該カウンタの第
２の端子より第７図のに示すような矩形波信号
が、さらにカウントが進んでカウント値が13個の
時点で第３の端子より第７図のに示すような矩
形波信号が、カウント値が16個の時点で第４の端
子より第７図のに示すような矩形波信号が、以
下同様にカウント値が40個の時点で第10の端子よ
り第７図のに示すような矩形波信号がそれぞれ
順次立上つて行き、これら〜で示す矩形波信
号群よりパルス幅変調用カウンタ１６の図示しな
い論理ゲートで、例えばの信号と〜の信号
の否定信号〜との論理積条件をとつて第７図
の○イに示すようなパルス幅の信号を得る。同様に
しての信号と各否定信号〜との論理積
条件をとつて○ロに示すような信号を、
の信号と各否定信号〜との論理積条件をとつ
て○ハに示すような信号を、〜の信号と各否定
信号〜との論理積条件をとつて○ニに示すよう
な信号を、〜の各信号と否定信号との論理
積条件をとつて○ホに示すような信号をそれぞれ取
り出す。

このようにして取出された○イ〜○ホの信号群のパ
ルス幅は予じめ前以つて考慮してあつて、例えば
○イ〜○ハの信号は等パルス幅で同様に○ニ○ホの信号
も
等パルス幅で前者の信号群のパルス幅は後者の信
号群のパルス幅より狭くなつており、これら５個
のパルス列信号群を出力周波電気角ωtの進行に
対して電気角の略π／３（rad）の期間で発生さ
せる。以上のような動作と全く同様の処理を行な
つてパルス幅変調用カウンタ１６の図示しない第
２のカウンタと論理ゲートとで、第７図の電流パ
ターンに示す電気角略π／３〜略２／3πの期間
でのパルス信号を、同様にしてパルス幅変調用カ
ウンタ１６の図示しなて第３のカウンタと論理ゲ
ートとで、第７図の電流パターンに示す電気角
２／3π〜πの期間でのパルス列信号群を得るよ
うにする。このようにパルス幅変調用カウンタ１
６の構成を３組のカウンタと論理ゲートとで構成
した理由は、例えば本願では転流重なり期間での
制御と他の期間での制御とをそれぞれ独立して行
なう為に配慮したものであつて、何もこのように
３組のカウンタを設ける必要はなく単に１個のカ
ウンタでも所期の目的を達成できるものであり、
さらにマイクロコンピユータを用いてソフト処理
によつても第７図の電流パターンは容易に得られ
るものである。

さて第７図の電流パターンモードがパルス幅変
調用カウンタ１６で得られると、例えば第７図の
〜の矩形波信号のそれぞれの立上りを図示し
ない微分回路で微分して、正転である旨のＦ信号
と逆転である旨のＲ信号とをそれぞれ取り出し、
これらＦ信号群とＲ信号群とをそれぞれ図示しな
いORゲートを介して１７のリングカウンタと第
２のNOTゲート１９₂及び第２のANDゲート２
０₂とにそれぞれ導びく。なおＦ信号はレベル
「０」であるというように予じめ前以つて配慮し
てあるので、例えばパルス幅変調用カウンタ１６
より第７図に示すの信号と正転である旨のＦ信
号「１」とがリングカウン１７に入力されると、
先ず１７のリングカウンタではＦ信号である旨を
条件にして、逆変換部３の相順を正転モードとす
べく、逆変換部３の正極側Ｕアームのサイリスタ
と負極側Ｙアームのサイリスタとにゲート信号を
与えて点弧させると同時に、１８のカウンタに第
７図の○イ信号の立上つた部分を与えてカウントさ
せる。従つてＵアームのサイリスタとＹアームの
サイリスタとがそれぞれ点弧すると、これらサイ
リスタを通して電動機４の図示しないＵ相巻線と
Ｖ相巻線の経路で負荷電流が流れ始める。かかる
状態で第７図のの信号が立上り逆転である旨の
Ｒ信号「０」がリングカウンタ１７と第２の
NOTゲート１９₂及び第２のANDゲート２０₂と
にそれぞれ与えられると、リングカウンタ１７で
はＲ信号を基に逆変換部の相順を逆転モードとす
べく、逆変換部の正極側Ｗアームのサイリスタと
負極側Ｙアームのサイリスタとにゲート信号を与
え、電動機４の図示しないＷ相巻線とＶ相巻線の
経路で負荷電流を流すと同時に、１８のカウンタ
では第７図の○イの信号で第１発目のカウントを行
なう。なお１８のカウンタは第７図の○イ〜○ハの３
信号をカウントした時点では出力が「Ｌ」となる
ように予じめ配慮してあるので、○イ及び○ロ○ハの信
号をカウントした時点ではカウンタ１８の出力が
「Ｌ」レベルで第１のNOTゲート１９₁の出力は
「Ｈ」レベルとなつて、この「Ｈ」レベルの信号
が第１及び第２のANDゲート２０₁−２０₂とに
与えられ、Ｆ信号が入力されると第２のANDゲ
ート２０₂の論理条件が成立してそのゲートは開
かれ、又Ｒ信号が入力されると第１のANDゲー
ト２０₁の論理積条件が成立してそのゲートは開
かれる。このように１８のカウンタが３発目まで
のパルス列信号群をカウントしている期間は、各
ANDゲートの論理積出力を２１の増幅器で増幅
して、この増幅した信号をマイナーループの比較
器１１に補正信号として与え、補正信号として与
え、補助指令信号とメジヤーループより与えられ
る電流指令信号とを同極性で加え合せた指令信号
を以つて、順変換部１の各サイリスタ素子の点弧
位相を制御して直流出力電流を第７図の○イ，○ロ，
○ハのパルス期間に同期して直流電流の振幅を高め
るように制御が行われるので、Ｆ信号が入力され
る正転モード時では、電動機４に供給される負荷
電流は第７図の○イ及び○ロ○ハに示すパルス信号のよ
うにレベルが一時的に高められ、これによつて出
力周波電気角ωtの移行に対して電気角が略π／
６までの期間の瞬時トルクが大きくなる。かかる
状態でパルス幅変調用カウンタ１６より第７図の
○ニに示すような信号がリングカウンタ１７に入力
されると、リングカウンタ１７は相順を正極モー
ドとすべくＵアームにＹアームのサイリスタを点
弧すると同時に、○ニのパルス信号をカウンタ１８
に与えてその出力を「Ｈ」レベルにする。このよ
うにカウンタ１８の出力が「Ｈ」レベルになる
と、第１のNOTゲート１９₁の出力が「Ｌ」レベ
ルとなりその後各ANDゲート２０₁−２０₂の論
理積条件は成立することはない。この条件を基に
増幅器２１の出力が零に落ち込み、絶対値変換回
路９より与えられる電流指令信号と直流電流検出
器１０より与えられる電流検出信号とを以つて順
変換部１の各サイリスタ素子の点弧位相を制御し
て、所定の電流制御が行なわれ、Ｆ信号が入力さ
れる正転モード時に於ける電動機４に供給される
負荷電流は第７図の電気角略π／６〜略π／３の
期間に示すように一時的にダウンする。

以上のように、出力周波電気角ωtの進行に対
して電気角が略π／３までの期間（この期間は転
流重なり期間を示す）に於ては、Ｆ信号を以つて
導通領域へ移行するＵアームのサイリスタを点弧
し、又Ｒ信号を以つて非導通領域へ移行するＷア
ームのサイリスタを点弧して、且つ導通領域へ移
行する素子と非導通領域へ移行する素子とを交互
にON−OFF制御する過程で、特に本願は、導通
領域へ移行する素子に対して電気角が略π／６ま
での期間に於ける電動機に給電する電流パルス幅
のレベルと、電気角が略π／６〜略π／３までの
期間に於ける電動機に給電する電流パルス幅のレ
ベルとをそれぞれ異にし、前者のレベルが後者の
レベルより大ならしめるように所定のパルス幅制
御を行ない、これに対して非導通領域へ移行する
素子に対しては全く逆の関係となるような所定の
パルス幅制御を行なうので、従来の不等パルス幅
変調法さらには時間比制御による不等パルス幅変
調法と相間での転流制御とを併用した方法に比
し、第５図の発生電気的瞬時トルク特性図に示す
破線の特性のように、特に電気角がπ／６までの
期間に於ける瞬時トルクの波高値が高くなつて平
均トルクが上昇し、同期間の平均トルクと電気角
がπ／６〜π／３までの期間に於ける平均トルク
とが略同レベルになつたことが理解できる。この
ように転流重なり期間での第１の期間と第２の期
間との各平均トルクを略同レベルにしたことを本
願の特徴としている。なお電気角が略π／３に達
した時点ではＷ相よりＵ相側への転流が完全に完
了しているので、電気角が略π／３の時点以後は
定パルス幅の信号をＵ相アームに供給して、この
動作を電気角が略２／3πの時点まで継続して負
極側のＹアームとＺアームとに交互に負荷電流を
流す。この期間での電流パターンモードは第７図
で示されるようなパターンモードとなるが、第７
図のパターンモードで定パルス幅のレベルが出力
周波電気角ωtの移行に対して時間的に異なる理
由は、例えば負極側のＹアームが非導通領域へ移
行し、これに対して負極側のＺアームが導通領域
へ移行する過程で、前述したように負極側のＹア
ームとＺアームとを交互にON−OFF制御し、且
つこれら各アームに供給する電流パルスの各期間
での幅とレベルとをそれぞれ異なるようにして、
各期間での瞬時トルクの平均値が略同一レベルと
なるように所定のパルス幅制御を行なう為であ
る。このように第７図に示す電流パターンモード
の信号をリングカウンタに与えてＦ信号或いはＲ
信号を基に逆変換部の素子群を予じめ規定された
時間幅でON−OFF制御すると、第８図の(イ)〜(ハ)
に示すようなパルス幅変調された電流が電動機に
供給されることになる。なお第８図の電流波形図
で(イ)はＵ相の相電流を示し(ロ)はＶ相の相電流を、
同時に(ハ)はＷ相の相電流を示す。

以上のように本発明に於いては、転流重なり期
間内で導通領域へ移行する素子と非導通領域へ移
行する素子とで交互にON−OFF制御して相間転
流を行なうパルス幅変調法で、特に導通領域へ移
行する素子に対しては、電気角０〜π／６の期間
の電流パルス幅のレベルを電気角π／６〜π／３
の期間のレベルより大なるようにし、又、非導通
領域へ移行する素子に対しては全く正反対となる
電流パルス幅の信号を与えるようにして、所定の
パルス幅制御を行なうので以下に示すように種々
の効果を奏すものである。

出力周波電気角の進行に対して、電気角が０
〜π／６までの期間と電気角がπ／６〜略π／
３までの期間との平均トルクを略同一レベルと
したので、超低速度領域および低速度領域での
トルク脈動を効果的に抑制できる。

転流重なり期間でインバータの直流電流に振
幅変調をかけるので、低速度領域での速度ムラ
がなくなり滑らかな低速運転を行なうことがで
きる。

低速度領域でインバータに直流電流に振幅変
調をかけるので、発生電気的瞬時トルクの各期
間での平均トルクを総体的に高めることがで
き、始動特性を改善できるばかりでなく、非常
に制御性がよいPWMインバータを提供するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の120゜方形波インバータによる出
力周波電気角ωtの進行に対する発生電気的瞬時
トルクを示すトルク特性図、第２図は従来の等パ
ルス幅変調法による電流パターン波形図、第３図
は従来の120゜方形波インバータと等パルス幅変調
法との発生電気的瞬時トルク特性の関係を示すト
ルク特性図、第４図は従来の不等パルス幅変調法
による電流パターン波形図、第５図は従来の不等
パルス幅変調法と本発明によるパルス幅変調法と
の発生電気的瞬時トルク特性の関係を示すトルク
特性図、第６図は本発明による一実施例を示すパ
ルス幅変調型インバータの具体的な回路構成図、
第７図は本願の要部たるパルス幅変調用カウンタ
の出力周波電気角ωtの進行に対する動作を示す
タイムチヤート図、第８図は本発明によるパルス
幅変調型インバータの相電流を示す電流パターン
波形図。１は順変換部、２は直流リアクトル、３は逆変
換部、４は負荷電動機、６は速度設定器、７−１
１は比較器、８は速度制御用増幅器、９は絶対値
変換回路、１０は直流電流検出器、１２は電流制
御用増幅器、１３は自動パルス移相回路、１４−
２１は増幅器、１５は発振器、１６はパルス幅変
調用カウンタ、１７はリングカウンタ、１８はカ
ウンタ、１９₁−１９₂はNOTゲート、２０₁−２
０₂はANDゲート。

Claims

【特許請求の範囲】

１サイリスタ純ブリツチ接続の順変換部と直流
リアクトルと直列ダイオード方式の逆変換部と制
御部とで構成する電流形インバータで、前記逆変
換部より負荷に給電する交流出力電流にパルス幅
変調をかける場合に、逆変換部の転流重なり期間
で導通領域へ移行する素子と非導通領域へ移行す
る素子とを交互にON−OFF制御して相間転流を
行い、転流重なり期間での制御と他の期間での制
御とを独立して行うようにしたものに於いて、逆
変換部の出力周波数が所定値以下の低速度領域で
の制御を前記転流重なり期間の中で導通領域側へ
移行する素子は電気角が０からπ／６までの期間
（T1）は等パルス幅（パルス幅Ａ）信号列のレベ
ルを、電気角がπ／６よりπ／３までの期間
（T2）における等パルス幅（パルス幅Ｂ）信号列
のレベルより大なるようにし、非導通領域側へ移
行する素子は、前記期間T1における等パルス幅
（パルス幅Ｂ）信号列のレベルを、前記期間T2に
おける等パルス幅（パルス幅Ａ）信号列のレベル
より小なるように、順変換部を制御する電流マイ
ナーループに導通領域側に移行する素子が前記
T1期間のON期間と、非導通領域側に移行する素
子のT2期間のON期間に同期してそれぞれのON
期間のみに補正信号を加算して、順変換部の各素
子の点弧位相を制御して直流電流に電流振幅変調
をかけるようにしたことを特徴とするパルス幅変
調型インバータの制御方法。