JPS5992618A - レベルシフト回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明はレベルシフト回路に関する。

１− 〔発明の技術的背景とその問題点〕 従来のレベルシフト回路を第１図乃至第４図に示す。第
１図に示す例はダイオードを用いてシフトする方式の回
路である。すなわち、入力端子Ｐ１に印加された入力信
号はトランジスタＱ１１゜ダイオードＤ１１１Ｄ１２を
介してシフトされ、出力端子Ｐ２に導びかれる。この回
路のレベルシフト量（入力端子Ｐ１と出力端子２２間の
電位差）ｖＬｓは ｖ＝ｖ＋ｖ＋ｖ　　　　　・・・　　（１）Ｌ８　　　
　　　！Ｉｌｌ　　　　　　Ｄｉ　　　　　ＤＩ但しＶ
□１：トランジスタＱｌｌのベース・エミッタ間順方向
降下電圧 ■Ｄ１：ダイオードＤｉ　１の順方向降下電圧ＶＤ２：
ダイオードＤＩ１１の順方向降下電圧となる。

しかしながら、上記構成の場合、製造誤差や温度変動に
よってトランジスタＱ１１やダイオードＤｉ　１１　Ｄ
Ｉ　２の特性が所望の値から変動すると、レベルシフト
量ｖＬｓが変動してしまう欠点がある。また、レベルシ
フト量ｖＬ□はダイオードの９− 数によって決まるが、レベルシフト量ｖＬｓを大きくし
たい場合、ダイオードの数が多くなる欠点がある。

第２図に示す例は定電流源Ｉｌｌを用いる方式を示す。

この回路のレベルシフ）　Ｊｌ　Ｖｔ、ｓは、Ｖ　　＝
Ｖ　　　＋ＲＩ　　　　・・・　（２）ＬＢ　　　　　
　ＢＺ＆　　　　　　Ｂ　　Ｂ但し、ｖ！ｌ、ｌ、ａ：
トランジスタＱ１！のペース−エミッタ間順方向降下電
圧 Ｒ８：　　抵抗Ｒ１１の抵抗値 Ｉ８：　　定電流源Ｉ目の電流 この回路は、定電流源ＩＩ、の回路設計に於いて、回路
素子の特性の変動の補償及び温度補償を考慮した回路設
計をすることが要求され、回路設計が複紺になる。また
定電流源Ｉｌｌとしては、トランジスタのペース電圧を
制御することにより、そのコレクタ電流を一定に保ち、
これを電流■８とする回路が用いられる。しかしながら
、この場合、上述したような電流源トランジスタのペー
ス側に不要の信号成分が乗ると、電流１１の値が変化し
、これによシレペルシフト量ｖＬｍが変化してしまう欠
点がある。また、レベルシフ）ｉ−ＶＬ、はＩＩＬやＲ
ａによって決まるが、これを大きくする為に、Ｉａを大
きくすると消費電力が増大し、Ｒａを大きくすると周波
数特性が悪化する欠点がある。

また、第１図及び第２図に示す回路はシフト方向がいず
れも高レベルから低レベルへノ一方向のみであシ、これ
とは逆の方向へはこのままでは設計変更できない欠点が
ある。

第３図及び第４図は低レベルから高レベルにレベルシフ
ト可能なように構成された例を示すものである。第３図
は第１図と同様にダイオードを用いる方式であり、第４
図は第２図と同様に定電流源を用いる方式である。これ
ら、第３図及び第４図の回路もそれぞれ前述した第１図
。

第２図の回路と同様の欠点を有することは当然であるが
、さらに次のような欠点を有する。

まず、集積回路では、ＰＮＰ　）ランジスタとしては一
般に、ラテラルＰＮＰ　）ランジスタやサブストレート
ＰＮＰ　）ランジスタが用いられる。この秤のＰＮＰ　
）ランジスタＦｉＮＰＮ）ランジスタに比べて電流増幅
率が低く、入力インピーダンスが但いという欠点を有す
る。したがって、入力段にＰＮＰ　）ランジスタを用い
ている第３図、第４図の回路では、ＮＰＮ　）ランジス
タを用いている第１図、第２図の回路に比べ、入力イン
ピーダンスが低いという欠点を有する。

また、第３図及び第４図の回路は電源依存性を有する。

す々わち、第３図の回路では電源電圧が変動すると、ト
ランジスタＱ１１に流れる電流が変化し、トランジスタ
Ｑｌｌのペース・エミッタ間順方向降下電圧Ｖ□１．温
度係数が変化する欠点を有する。第４図の回路では、定
電流源Ｉｌｌの電流源トランジスタのペースバイアス電
圧が電源電圧に依存して決まることが多く、シたがって
、電源電圧が変動すると、電流Ｉ　が変動し、レベルシ
フト量ｖＬｓが変動する欠点を有する。

〔発明の目的〕

この発明は上記の事情に対処すべくなされた５− もので、集積回路化に好適で、かつ回路構成が簡単で、
常に安定したレベルシフトを行なうこトカできるレベル
シフト回路を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

この発明は、入力信号の入力端子と入力信号の動作点電
位端間にトランジスタのペース・エミッタ電流路及び抵
抗の直列回路から成る信号入力用回路を設け、この信号
入力用回路に流れる電流値の電流が流れる上記トランジ
スタの能動負荷と、この能動負荷と対をなしカレントミ
ラー動作により上記入力用回路に流れる電流に対応する
電流を流す定電流源トランジスタと、この定電流源トラ
ンジスタに直列に挿入して成る信号出力回路を設け、カ
レントミラー動作によって前記信号入力回路を流れる電
流に対応する電流を信号出力回路に供給するように構成
したものである。

〔発明の実施例〕

以下、図面を参照してこの発明の実施例を詳６− 細に説明する。第５図は第１の実施例を示す回路図であ
る。入力端子Ｐ１はトランジスタ（ｈｔのペースに接続
され゛ている。このトランジスタＱ２１のエミッタは抵
抗Ｒ２１を介して接地され、コレクタはトランジスタＱ
２２のコレクタに接続されている。このトランジスタＱ
２２のコレクタはペースにダイオード接続さね、このペ
ースはさらにトランジスタＱ２３のペースに接続されて
いる。

トランジスタＱ２２１Ｑ２３のエミッタは電源Ｖ。０に
接続されている。トランジスタ（ｈｓのコレクタはダイ
オード接続のトランジスタＱ２４のコレクタとペースと
の接続中点に接続されている。

トランジスタＱ２４のエミッタは抵抗Ｒ２３の一端に接
続され、抵抗Ｒ２２の他端は定電圧源Ｅ２１の正側電極
に接続されている。レベルシフト量に関与する定電圧源
Ｅ２１の負電極は接地されている。前記トランジスタＱ
Ｃｓのコレクタには出力端子Ｐ！が設けられている。

なお、トランジスタ（ｈｕｎｃｈｓはカレントミラー回
路を成す。したがって、第５図はトランジスタ（ｈｔの
コレクタ・エミッタ電流路をカレントミラー回路の入力
端側に接続し、トランジスタＱ２４のコレクタ・エミッ
タ電流路を出力端側に接続した構成となっている。カレ
ントミラー回路は、トランジスタ（ｈｇのコレクタに流
れる入力電流に北側した出力電流をトランジスタＱ２１
のコレクタに流すものである。

上記構成に於いて動作を説明する。入力端子Ｐ１には、
例えばアース電位を動作点とする信号が印加される。今
、トランジスタＱ２　＊　＊　Ｑ雪ｓの特性を等しくす
れば、カレントミラー動作により、トランジスタＱｔ　
を及び抵抗Ｒ１１に流れる電流とトランジスタＱｚａ及
び抵抗Ｒ２！に流れる電流とが等しくなる。このような
条件の基で、さらに、トランジスタにｈｚＱｚ４の特性
を等しくすれば、これらトランジスタ（ｈｔ、Ｃｈ４の
ペース・エミッタ間順方向降下電圧を等しくすることが
できる。上記構成によれば、出力端子Ｐｔには利得はそ
のままにして、動作点がアース電位から定電圧源Ｅ！！
の定電圧にレベルシフトされた信号が得られる。

出力端子Ｐ２の電位を式を使って表わすと次のようにな
る。今、トランジスタＱ２１−Ｑ２４のペース電流がこ
れらトランジスタＱ２１〜（ｈ　４のコレクタ電流に比
べて無視できる程小さいとする。

入力端子ＰＩに例えば電圧ｖ１なる直流レベルの信号が
印加されたとすると、そのときの出力端の直流電圧レベ
ルｖ２は、 但しＥ８：定電圧源Ｅ２１の定電圧 Ｖ□、ｖＢｚｂ：それぞれトランジスタＱ２１゜Ｑ２４
　（７）ペース・エミッタ間順方向降下電圧 Ｒａ、Ｒｂ：それぞれ抵抗Ｒ２１＋　Ｒ２＊の抵抗値 となる。式（４）を変形すると、 となる。ここで、ペース・エミッタ間のダイオ９− −ド特性に依存しないように Ｖ＝　＝　　Ｅａ＋　ｖ、　　　　　　−（５）なる関
係が得られるようにする為には、Ｒｂ −＝１　　　　　　　　　・・・　（７）Ｒ。

トランジスタＱ２１とＱ２４＋Ｑｔ鵞とＱＣｓの特性を
抵抗値を等しくすることによって得られる。

ところで、同一半導体基板上に複数のトランジスタを集
積回路化する場合、同一形式のトランジスタであればそ
れらの特性を相対的に精度良く所望の値に設定すること
ができる。この場合、製造誤差あるいは温度質化によっ
て各トランジスタの特性が所望の値から変動したとじて
も、全てのトランジスタの特性の変動傾向が同じと々る
ので、特性の比だけは依然として一定に保つことができ
る。したがって、第５図の回路に於いて、トランジスタ
（ｈｚ＋（ｈａの特性の比を１：１にすることは容易で
アシ、さらにトランジスタ（ｈｔ＋（ｈ４の特性の比を
１：１にすることも容易であるから、トランジスタＱ２
１１Ｑ２４に流れる電流（厳密にはエミッタの電流の電
流また、同様に同一半導体基板上に複数の抵抗確実にＩ
Ｋすることができる。

したがって、第５図の回路では式（５）で示されるよう
ガ出力電圧ｖ２を確実に得ることができる。

そして、この場合、定電圧源Ｅ２１の定電圧Ｅ１がレベ
ルシフト量となるから、この電圧ＥＩＬを適宜設定する
ことによシ、入力信号の動作点を次段の回路に合った動
作点に変換することができる。

以上詳述したようにこの実旋例は、入力端子Ｐ１とアー
ス間に、１個のトランジスタ（ｈｔのペース・エミッタ
間電流路と１゛個の抵抗Ｒ１１との直列回路から成る信
号入力回路を設け、定電圧源Ｅ２１と出力端子２２間に
、信号入力回路と同じく１個のトランジスタＱ２４のペ
ース・エミッタ間電流路と１個の抵抗Ｒ２２から成る信
号出力回路を設け、カレントミラー回路によって上記両
回路に等しいバイアス電流を供給するようにしたもので
ある。この場合、信号出力回路には入力電圧ｖ１と等し
い電圧が発生し、これが定電圧源Ｅ２１から発生される
定電圧Ｅ、に応じて適宜レベルシフトされ、出力端子Ｐ
？に導出される。

上記構成によれば、カレントミラー回路の入力端側の回
路と出力端側の回路によって、回路素子の特性の変動を
相殺されるので、回路素子の特性が変動しても、常に所
望のレベルシフト量を確保することができる。

また、独立的に設けられた定電圧源Ｅｌ！　１の定電圧
Ｅ、を適宜選定することによって、種々様々なレベルシ
フトｌを設定することができる。この場合、定電圧Ｅａ
を正電圧あるいは負電圧に選ぶことによって、低レベル
から高レベルあるいけ高レベルから低レベルへといった
両方向のレベルシフトを実現することが可能である。

ここで上記のように入力側のトランジスタと出力側のト
ランジスタとのペース・エミッタ特性が等しくペース・
エミッタ電圧がｖＩＩＥであるとすると上述した（４）
式は、 で一般的に示される。

ｎ：Ｑｚｚ＋Ｑ＊ｓが構成するカレントミラー回路の電
流比。

ｋ：出力回路側に接続されたダイオード（ＰＮ接合）の
個数。

上記（４）７式でＶ□の係数項が零となるように、ｋを
設定すれば、入力端子Ｐ！での直流レベルは出力端子Ｐ
２で温度賛化の影響をうけることなくレベル変換される
。

接合電圧■Ｂｌによる影響をうけずに直流レベルを定め
て設定し、その上で出力回路に挿入するダイオードの個
数ｋを定めれば、■□の変化によゐ影響をうけることな
く直流変換レベル量を定めることができる。力お、抵抗
Ｒｂは、後述する第１１図に示す例のように、抵抗Ｒ１
Ｂｍ抵抗Ｒ抵抗で分割されて出力側に接続された場合に
はその合成抵抗を示す。

また、定電圧源Ｅｚｔは定電圧Ｅ１を大きくしても、消
費電力が大きくなったシ、周波数特性が悪化したシする
ことのないようにすることができる。

また、電源電圧が変動してもトランジスタ（ｈｚ＋（ｈ
ｓの電流が変わることがないので、入力端子Ｐ１での利
得を保ったまま入力信号を出力端子Ｐ２に導びくことが
できる。しかも、定電圧源Ｅ２１を例えば第６図のよう
に構成すれば、定電圧Ｅａが電源電圧の変動の影響を受
けないようにすることができる。以上から電源電圧の変
動の影響を受けないレベルシフトを行表うことかできる
。なお、第６図はダイオード接続のトランジスタＱＣｓ
、（ｈａとツェナーダイオードＩ）ｉｔを直列接続した
ものである。このような構成によれば、常に一定な電圧
Ｅａを得ることができ、かつ温度係数を零にすることが
できる。

また、入力段にＮＰＮ　）ランジスタＱ！１を用いてい
るので入力インピーダンスが高い。

また、上記のような構成であれは、低い電源電圧しか利
用できないような場合でも有利である。

第７図乃至第１０図はそれぞれ信号入力回路と信号出力
回路の異なる構成を示す回路図である。まず、第７図は
トランジスタ（ｈｔのエミッタと抵抗Ｒ２１との間にダ
イオード接続のトランジスタＱ２７を順方向に接続した
ものである。このような場合でも、例えば、出力端子Ｐ
２とトランジスタ（ｈａのコレクタとの間にダイオード
接続のトランジスタ（ｈｓを順方向に挿入することによ
シ、トランジスタ（ｈｔの両端電圧分をトランジスタ（
ｈｓで確保することができるので、先の式（５）を得る
ことができる。

第８図は、信号入力回路側ではトランジスタＱ２１のエ
ミッタをアースに直結し、ペースと入力端間に抵抗１ｈ
ａを挿入したものである。そして、信号出力回路側では
、トランジスタＱ２４のペースとコレクタ間に抵抗Ｒ１
３と等しい抵抗値の抵抗Ｒ２４を挿入したものである。

このような構成では、トランジスタＱ鵞ｔｅＱｚａのエ
ミッタ電流が略等しいので、そのペース電流も略等しく
、シたがって、抵抗１ｈ３１Ｒ１４の両端電圧も略等し
い。その結果、トランジスタＱ！４のコレクタとエミッ
タ間には入力電圧ｖ１に略等しい電圧が発生し、出力電
圧Ｖ、は削成（５）と同じようになる。

第９図は先の第８図に於いて、トランジスタ（ｈｘのペ
ースとアース間に抵抗Ｒ２１１を挿入し、トランジスタ
（ｈ４のペースとエミッタ間に抵抗Ｒ２ａと抵抗値が等
しい抵抗Ｒ２１８を挿入したものである。このような構
成に於いても、トランジスタ（ｈ４のコレクタとエミッ
タ間に入力電圧ｖ１に略等しい電圧を発生させることが
できる。

第１０図は、トランジスタ（ｈ　１のペースとアース間
にダイオード接続のトランジスタＱｚｅを順方向に接続
し、さらにトランジスタＱ２１のペースと入力端子２１
間に抵抗Ｒ２７を挿入したものである。そし、て、トラ
ンジスタＱ２４のエミッタには、第５図と同じく抵抗１
ｈｚが挿入されている。この場合、抵抗Ｒ２７＊　Ｒ２
２の抵抗値は等しくされている。このような構成では、
トランジスタ（ｈｚ＋（ｈｓはカレントミラー回路を成
し、トランジスタＱ２１に流れる電流と等しい電流がト
ランジスタＱ２・に流れる。したがって、トランジスタ
Ｑ２ｍと抵抗Ｒ１γから成る回路はトランジスタ（ｈ４
と抵抗Ｒ２２から成る回路と同じょうに動作し、定電圧
源Ｅｚｔと出力端子２２間に入力１７− 電圧ｖ１に略等しい電圧が得られる。

以上は入力信号に対する利得が１となるように構成され
た回路について説明したが、利得を１以外の整数倍にす
ることも可能である。第１１図は例えば、利得を２倍に
するように構成された場合を示す。すなわち、トランジ
スタＱ２３のコレクタと定電圧源Ｅｌｌの正側電極との
間に、トランジスタＱ２４と抵抗Ｒ１２から成る回路と
同じよう外接続構成を有する回路を２個直列にして挿入
したものである。この場合、トランジスタＱ２４＋Ｑｓ
ｏは特性が等しく、抵抗１ｈ　雪１１ｈ　ａは抵抗値が
等しくなるようにしである。

このような構成によれば、定電圧源Ｅ！１の正側電極と
トランジスタＱ鵞４のコレクタ間、トランジスタＱ２４
のコレクタとトランジスタＱｓｏのコレクタ間にそれぞ
れ入力電圧ｖ１と等しい電圧が発生する。したがって、
出力端子Ｐ２には、２倍に増幅され、動作点が定電圧Ｅ
、ｔでレベルシフトされた信号が得られる。　　　　”
出力電圧ｖ２を式を使って表わすと、 １８− 但し、Ｖ□ｃ：　トランジスタＱａｏのペース・エミッ
タ間順方向降下電圧 Ｒｃ：　　抵抗Ｒ２ａの抵抗値 とカる０ここで、　ｖ、、ａｗ　ｖ、、ｂ＝　ｖＢＩｃ
、　Ｒ。

＝Ｒｂ＝Ｒｃであるから、 Ｖ２　＝　　ＥＩＬ＋　２Ｖ１−　　（９１となる。同
様の方法で、直列接続される回路数を増やすことによシ
、３倍以上整数倍の利得を得ることができる。

第１２図は次段の回路が複数あって、各回路の入力動作
点が異なる場合に効率良く構成されたレベルシフト回路
を示すものである。この場合は、例えば第５図に示すよ
うな回路を複数設ける必禦はなく、カレントミラー回路
の出力用のトランジスタを複数にし、各出力用のトラン
ジスタに例えば第５図で説明したような信号出力用回路
を接続すればよい。第１２図は入力動作点が異なる次段
の回路が２個存在する場合の構成を示す。すシわち、カ
レントミラー回路の出力用のトランジスタＱｓ１はトラ
ンジスタＱｚｓと同一特性を有し、このトランジスタＱ
ｓ　１のコレクタ側に接続されるトランジスタＱｓｚ及
び抵抗Ｒ２ｅはそれぞれトランジスタ（ｈ４及び抵抗Ｒ
２２と同一特性を有し、かつ同一接続構成となっている
。したがって、出力端子Ｐ３には、入力電圧ｖ１の動作
点を定電圧源１４＋１の定電圧Ｅｂまでレベルシフトし
た出力電圧ｖ３が得られる。

Ｖｓ　＝　Ｅｂ＋　Ｖｉ　　　　　　　・”　　（１０
）したがって、定電圧源Ｅｚ　１　＊　Ｅｌ　Ｈの定電
圧Ｅ。

Ｅｂを適宜選定することによシ、出力端子Ｐ１＋Ｐ３に
はここに接続される次段の回路の入力動作点までレベル
シフトされた信号を得ることができる。

第１３図は、トランジスタＱｓｓ＋Ｑｓ４、抵抗Ｒ３６
”　Ｒｓ　ａ　、定電流源２１１で構成された次段の差
動増幅回路へレベルシフトされた信号を供給する構成を
示すものである。すなわち、差動対を成す一方のトラン
ジスタＱｓｓのペースは出力端子Ｐ２に接続され、他方
のトランジスタＱ８４のペースは定電圧源Ｅ２１の正側
！極へ接続されている。このような構成によれば、トラ
ンジスタＱ！１３ＩＱ１１４のペースへは、共に定電圧
源Ｅｚｉの定電圧Ｅａを基準にしてバイアスが供給され
るので、電圧Ｅａの変動で差動入力電圧が変動すること
がなく、入力電圧ｖ１のみを差動入力として供給するこ
とができる。そして、負荷抵抗Ｒ３２゜Ｔｔｓｓの抵抗
値を適宜設定することによシ、出力端子Ｐ３＋Ｐ４に入
力電圧■ｌを増幅した電圧を得ることができる。

なお、この発明は先の実施例に限定されるものではない
。例えば、第５図に於いて、定電圧源Ｅ２１の定電圧Ｅ
１を零にすれば、レベルシフト量を零にすることができ
る。言い換えれば回路を単にインピーダンス変換回路と
して利用することができる。また、カレントミラー回路
としては、第５図等で示した構成のものに限らないとと
も勿論である。

〔発明の効果〕

２１− このようにこの発明によれば、集積回路に好適で、かつ
回路構成が簡単で、常に安定したレベルシフトを行なう
ことができるレベルシフト回路を提供することができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第４図はそれぞれ従来のレベルシフト回路の
異なる例を示す回路図、第５図はこの発明に係るレベル
シフト回路の第１の実施例を示す回路図、第６図乃至第
１３図はそれぞれこの発明の第２の実施例乃至第９の実
施例を示す回路図である。 ｐｔ・・・入力端子、Ｐ！ＩＰ１１・・・出力端子、ｖ
ｃｃ・・・電・源、Ｅｚｔ　＊Ｅ２２・・・定電圧源、
工２１・・・定電流源、Ｃｈｔ〜Ｑ３４・・・トランジ
スタ、Ｒｘ　１〜Ｒ４Ｓ・・・　抵抗、Ｄ！ｌ・・・ツ
ヱナーダイオード。 出願人代理人　　弁理士　鈴　江　武　彦２２− □１７．１ １３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力信号が印加される入力端子と、この入力端子と前記
   入力信号の動作点電位端との間に入力トランジスタのペ
   ース・エミッタ間電流路と抵抗との直列回路を形成して
   成る信号入力用回路と、前記入力トランジスタの能動負
   荷と、との能動負荷に流れる電流に応じた電流を流す定
   −電流源トランジスタと、この定電流源トランジスタの
   電流路に設けた出力端子と、この出力端子が接続された
   電流路に介在接続されレベルシフト量を決めるに供する
   定電圧源とこの定電圧ノ 源と前記出力端子間に介在接続した少なくとも一つのＰ
   Ｎ接合と抵抗回路を有する出力回路とを具備したレベル
   シフト回路。