JPS6016178A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電源回路に関し、特にスイッチング方式の電源
の効率の改善をしようとするものである。

〔背景技術とその問題点〕

スイッチング方式の電源は一般に、第１図に示すように
入力端子Ｕ１の直流入力Ｓ１を入カドランス１の一部巻
ｆｆＭＩＡに接続すると共に、この−次巻線ＩＡ　Ｋｍ
列にスイッチング素子例えばトランジスタ２を接続し、
スイッチングトランジスタ２がオンオフすることにより
二次巻＋ｖｉ！１Ｂに発生する交流出力を整流素子３に
よって整流して直流出力８２に送出するようになされ１
いる。この直流出力Ｓ２は矩形波発振回路４及びその出
力をノくルス幅変調するパルス幅変−回路５に動作入力
として与え、回路５のパルス出力Ｓ３をドライブトラン
ス６１に通じてスイッチングトランジスタ２のベースに
与える。

第１図の構成の電源において、パルス幅変調回路５は出
力端子Ｕ２に接続される負荷に供給すべき電力に応じて
パルス出力Ｓ３のパルス幅を制御するようになされてい
るので、負荷が小さく従って供給すべき電力が小さい場
合にもパルス幅変調回路５を動作させて自励発振動作を
させるので、供給すべき電力が小さいにもかかわらず制
御及びスイッチング損失は負荷が大きい場合と同様の大
きさになるので、効率が悪くなることを避は得ない。因
みに例えばテレビジョン受像機やビデオテープレコーダ
等においては電源スィッチがオンの時接続される一般回
路の外に、電源スィッチをオフにした時動作する必要が
あるリモートコントロール操作器やデジタル時計等の負
荷が接続されるが、この付帯機器に供給すべき電力は一
般回路に供給すべき電力と比較して格段的に小さくなる
のが普通である。このように格段的に小さい負荷に対し
て大きな負荷である一般回路に実用上充分な大きさの電
力を供給し得る能力を持つ電源回路を動作させることは
制御手順上無駄が大きい。

この問題を解決するため従来は大きい負荷に対する大電
力供給用電源の外に小さな容量の付帯機器に小さい電力
を供給するための電源出力を別途用意するようになされ
ていた。しかしこのように付帯機器専用の電源を設ける
ことはその分電諒回路全体としての構成を複雑にする間
融がある。

〔発明の目的〕

本発明は以上の点′ｌｔ考慮して成されたもので、−膜
回路のような大電力負荷に対する構成を用いて、付帯機
器のような格段的に小さい電力容量の負荷に対してそれ
に見合った大きさの電力を効率よく供給できるようにし
た電源回路を提案しようとするものである。　４ 〔発明の概要〕 かかる目的を達成するため本発明においては、パルス幅
変調回路を側路してスイッチ素子に対する発振帰還信号
を得る帰還回路とスイッチング素子との間に間欠発振手
段を介挿し、小電力供給時には間欠発振させることによ
りパルス幅変調回路による自励発振時の電力より小さい
電力の直前出力を得るようにする。

〔実施例〕

以下図面について本発明の一実施例を詳述しよう。第１
図との対応部分に同一符号を付して示す第２図において
直流入力Ｓ１は出カドランス１の一次巻線６Ａの負側端
に接続され、その正側端にスイッチングトランジスタ２
が接続されている。

また二次巻線１Ｂに発生される交流出力は負側端に接続
された整流素子３及び正側端に接続されたコンデンサ４
によって整流されて出力端子Ｕ２に直流出力Ｓ２として
送出される。直流出力Ｓ２の信号ラインには電流検出用
抵抗１１が介挿され、その両端にエミッタ及びベースを
接続してなるトランジスタ１２のコレクタに抵抗１１を
流れるＭ流電流に相轟する検出信号８１１を得・これを
矩形波発振回路４及びパルス幅変−回路５に動作出力と
して与える。かくして回路４及び５は直流出力Ｓ２の電
流が一般回路に供給すべき負荷電流程度に大きくなった
時（換言すれば供給すべき電力が大きくなったとき）動
作してパルス出力Ｓ３をスイッチング制御用トランジス
タ１４のベースに与え、これに対して負荷電流が小さく
なった時回路４及び５に検出出力８１１が与えられない
ことにより回路４及び５は動作せず、かくして出力パル
スＳ３が送出されない状態になる。スイッチング節制御
用トランジスタ１４はドライブトランス６の一次巻線６
Ａを通じさらに抵抗１５ヲ通じてＦＭ、Ｒ出力Ｓ２の信
号ラインに接続され、かくしてトランジスタ１４がパル
ス出力Ｓ３によってオンオフ動作すればそのパルス幅に
応じた時間だけ一次巻線６ＡＫ電流を流し、その給米二
次巻線６Ｂの正１１！ｌ端に発生する交流出力が間欠発
振用コンデンサ１６及びダイオード１７の並列回路を通
じてスイッチング用トランジスタ２０ベースに与えるよ
うになされている。

以上の構成に加えて次のような構成の間欠発振ループが
形成されている。丁なわち二次巻線ＩＢの負側端はコン
デンサ２１及び抵抗器の直列回路でなる帰還回路を通じ
てドライブトランス６の一次巻線の正側端に接続されて
いる。さらにスイッチングトランジスタ２０ベースには
間欠発振同波数変調回路加が接続される。すなわちトラ
ンジスタ２０ベースに抵抗器及び２４を通じて偏流入力
Ｓ１が与えられ、抵抗お及びあの接続中点に抵抗２５ヲ
介して制御用トランジスタ謳のコレクタが接続され、そ
のエミッタが抵抗２７Ｙ通じてアースに接続され、トラ
ンジスタあのベースに抵抗路及び２９によって入力信号
Ｓ１を分圧して与えるようになされている。

以上の構成においてスイッチングトランジスタ２は出力
端子１１Ｊ２から送出される電力が一般回路の電源程度
に大きければ、検出出力８１１が得られることによりパ
ルス幅変調回路５からノ（ルス出力Ｓ３が送出され、こ
れによりトランジスタ１４、ドライブトランス６、ダイ
オード１７ヲ介してスイッチングトランジスタ２がオン
オフ動作し、これにより出カドランス１の二次巻、１ｆ
ｉｌＢに交流出力が得られることにより直流出力Ｓ２が
出力端子Ｕ２に送出される。かくして自励発振動作が行
なわれ、出力端子Ｕ２に接続された負荷に見合った電力
の電源が出力端子Ｕ２から送出されることになる。

これに対して出力端子Ｔ２に接続される負荷が例えばリ
モートコントロール操作器程度に一段と小さければ、検
出出力Ｓ１１が送出されないことによりパルス幅変調回
路５から出力Ｓ３が送出されなくなるので、トランジス
タ１４はオフ状態のま１になる。

この状態においてスイッチングトランジスタ２０ベース
には抵抗路及び２４ヲ通じて直流入力Ｓ１が与えられる
ことによりベース電位が上昇して行き、やがてトランジ
スタ２がオンになり、これにより出カドランスの一部巻
線ＩＡに電流が流れることにより二次巻ｉ１Ｂに電圧が
発生する。この電圧はコンデンサ２１及び抵抗部の帰還
回路を通ってドライブトランス６の一次巻線６Ａに与え
られることによりその二次巻線６ＢＫ電圧が発生する。

この二次巻＆６Ｂの電圧はコンデンサ１６ヲ通じてスイ
ッチングトランジスタ２０ベースに与エラれてその電位
を上昇させ、かくしてトランジスタ２を流れる電流が急
速に大きくなって行く。やがてトランジスタ２を流れる
電流が飽和すると、出カドランス１の一部巻線ＩＡのＷ
流の増加がなくなるので一部巻線ＩＡの両端の電圧が反
転すると共に、二次巻線ＩＢの両端電圧が反転してこの
反転電圧がドライブトランス６の二次巻線６Ｂに生じ、
かくしてスイッチングトランジスタ２０ペース電位が急
速に低下してトランジスタ２がオフ状態になる。この時
トランジスタ２０ペースには再度抵抗路及び友を通じて
血流入力Ｓ１が与えられることによりベース電位が上昇
して行き、やがてトランジスタ２がオンになると以下上
述したと同様にして出カドランス１、コンデンサ２１及
び抵抗路の帰還回路、ドライブトランス６、コンデンサ
１６を通じてトランジスタ２を流れる電流を増大させる
ような帰還信号が与えられる。以下同様にして出カドラ
ンス１の一部巻線ＩＡに繰返し互いに反転する電流が加
れることにより二次巻線ＩＢに交流出力が得られること
になり、これが整流素子３及びコンデンサ４によって整
流されて直流出力Ｓ２として出力端子Ｕ２　＜送出され
る。

かかる発振状態においてスイッチングトランジスタ２の
ベース電位従ってコンデンサ１６０ベース側端の電位の
変化′ｆｆ、考えると、トランジスタ２がオフの状態で
は抵抗路及び冴を通じてコンデンサ（９） １６に電流１１　が流れ込むことによってコンデンサ１
６のベース側端の電位を上昇させて行ってトランジスタ
２なオン動作させるのに対して、トランジスタ２がオン
状態になるとコンデンサ１６からトランジスタ２のベー
ス拳エミッタを通じてアースにｔｍｔ２か流れることに
よりトランジスタ２０ペース電位が低下して行くことに
なる。ところがコンデンサ１６に流れ込む電流ｉ□　の
量とコンデンサ１６から流れ出す電流１２　とを比較し
てみれば、電流１２　の方が大きいためトランジスタ２
のベース電位ＶＢ２はトランジスタ２が１回オンオフ動
作する毎に徐々に電位が低下して行くことになる（第３
図囚）。このベース電位の低下は第３図の時点ｔ１　に
おいてトランジスタ２がオンオフ動作を開始した後時点
ｔ２　においてトランジスタ２がオフ状態になるまで続
き、トランジスタ２がオフ状態になるとコンデンサ１６
から流出する電流１２がなくなることによりコンデンサ
１６に流れ込む電流ｉ□によってトランジスタ２０ベー
ス電位は上昇して行く。やがて時点ｔ３　においてトラ
ンジスタ２の（１０） ベース電位ＶＢ□がトランジスタ２をオン動作させる電
位に上昇すると、再びトランジスタ２がオンオフ動作を
開始するのでそのベース電位ＶＢ２は再度低下して行く
ことになる。従って第３図かられかるように時点ｔ１〜
ｔ３の時間Ｔ’に周期として、そのうち時点ｔ１〜’ｒ
ｒ２ｃｙ＞時間Ｔ１　の間トランジスタ２−出力トラン
ス１−コンデンサ２１及び抵抗ｎの帰還回路−ドライブ
トランス６−コンデンサ１６−トランジスタ２の発振ル
ープによって発振動作が行なわれ、かつ時点１　−１　
の時間Ｔ２　において３ はこの発振動作が停止され、かくして周期Ｔ毎に間欠的
に発振系が発振動作をすることになる。

このようにして発振系が間欠的に発振動作をすると、か
かる発振動作をしている時間の間だけ出カドランス１の
二次巻線１Ｂに交流出力が得られることになりこれが整
流素子３及びコンデンサ４によって整流されて第３図（
Ｃ）に示すように発振動作期間Ｔ１　の間電位が上昇し
かつ発振停止期間Ｔ２において電位が徐々に低下して行
くような直流出力Ｓ２が得られることになる。

そしてこの周期Ｔはトランジスタ２６ヲ含む間欠発振同
波数変訓回路加によって直流人力Ｓ１の電圧変化に応じ
て自動的に変更制御される。″ｇ゛なわち［ｍ入力Ｓ１
の変化は抵抗路及び２９によって分圧されてトランジス
タあのベースに与えられてそのコレクタ・エミッタ間の
インピーダンスヲ変化させるからこのトランジスタあの
インピーダンスを含んで抵抗器及び２４の接続中点に抵
抗５、トランジスタ部、抵抗２７の直列インピーダンス
回路がアースとの間に介挿される。このことはコンデン
サ１６に流れ込む電流、ｉ□　の値が直流入力ｓ１が変
化すればこれに応じて変化することを意味し、かくして
間欠周期Ｔが直流入力Ｓ１に応じて変化することになる
。その結果間欠周期Ｔは第３図Ｃ）において放電期間Ｔ
２　が長くなることにより長くなるので直流出力Ｓ２の
レベルが低下することになる。

従って発振動作期間Ｔ□　と発振停止期間Ｔ２　との比
率を必要に応じて選定することにより直流出力Ｓ２の電
力をリモートコントロール操作器などのような附帯機器
に必要な電力に見合うように選定すれば、スイッチング
電源の制御動作及び発生される電力を負荷に見合ったも
のＫすることができ、かくして負荷が格段的に不さい電
力を必要とするような場合にも確実に適応動作する電源
回路ケ得ることができる。

第４図は本発明の他の実施例を示す。この場合第２図と
の対応部分に同一符号を付して示すように、出カドラン
ス１の二次巻＆ｌＩＢ側に得られる直流出力Ｓ２が小電
力負荷（例えばリモートコントロール操作器又はタイマ
ー等でなる）４１に接続される小電力負荷用端子Ｕ２１
に送出されると共に、切換スイッチ４２を通じて大電力
負荷４３が接続される出力用端子Ｕ２２に送出される。

また血流出力ｓ２はスイッチ４２を通じさらに抵抗４４
を通じて間欠発振停止用トランジスタ４５のベースに与
えられる。

この実施例の場合間欠帰還ループを構成する抵抗及びコ
ンデンサは抵抗２２Ａ及び２２Ｂ、コンデンサ２］　Ａ
及び２１　ＢＫ２分されコンデンサ２１Ａ及び２１Ｂの
接続中点がトランジスタ４５ヲ通じて接地されている。

また矩形波発振回路４及びパルス幅変調回路５に対する
駆動出力としてスイッチ４２を通じて得られるＭＲ出力
Ｓ２が用いられる。

第４図の構成において小電力負荷４１だけに電源を供給
する場合は切換スイッチ４２”ｌオフ状態にする。この
ようにすると大電力負荷用端子Ｕ２２には直流出力Ｓ２
が送出されずかつ発振回路４及びパルス幅変調回路５に
対しても駆動出力が与えられず、さらに間欠発振停止用
トランジスタ４５のベースにも制御信号が与えられない
ことによりこのトランジスタ４５がオフ状態になる。従
ってスイッチングトランジスタ２−出力トランス１−抵
抗２２Ａ、コンデンサＲＩＡ、ｆｌＢ及び抵抗２２Ｂの
帰還回路−ドライブトランス６−コンデンサ１６−スイ
ッチングトランジスタ２の間欠発振ループを通じて第２
図について上述したと同様にして間欠発振が行なわれ、
これにより出力端子Ｕ２１に小電力の直流出力が送出さ
れる。この時直流出力には切換スイッチ４２がオフ動作
しているので大電力負荷用端子Ｕ２２には送出されない
。

これに対して小市力角荷４１及び大電力負荷４３の両方
に電源を供給する場合は、切換スイッチ４２をオン動作
させる。この特出カドランス１の二次巻線ＩＢ側に得ら
れる１ｌｆ１５１ｆ出力Ｓ２は小電力負荷用端子Ｕ２］
に送出されると共にスイッチ４２を通じて大富力用端子
Ｕ２２にも送出され、また回路４及び５に対する駆動出
力として与えられかつトランジスタ４５の制御信号とし
て与えられる。従って回路４及び５によって発生された
パルス出力Ｓ３がスイッチング制御用トランジスタ１４
ヲオンオ７制御することにより抵抗１５及びドライブト
ランス６の一部巻ａ６Ａを通じて電Ｒ，を流すことによ
り、パルス出力のパルス幅に相当する制御信号をドライ
ブトランス６及びダイオード４６を介してスイッチング
トランジスタ２に与えるようになる。かくしてスイッチ
ングトランジスタ２−出力トランスｌ−パルス変調回路
５−スイッチング制御用トランジスタ１４−ドライブト
ランス６−ダイオード４６−スイッチングトランジスタ
２０自励発振系を通じて直流出力Ｓ２によって負荷４１
及び４３に供給される電力に応じてスイッチング区間が
制御されることにより、供給される電力に適応する電力
の直流出力Ｓ２’＆得ることができる。

かかる動作時において、間欠発振停止用トランジスタ４
５はオン動作しているのでコンデンサ２１Ａ及び２１　
Ｂの接続中点が接地されることにより、上述の間欠発振
ループを形成させないようにする。

因みに切換スイッチ４２をオン動作させた状態において
は、間欠発振系は自励発振系を起動させるための起動回
路として動作する。すなわち回路は全体として停止状態
にある初期状態から直流入力Ｓ１が到来しだ時自励発振
系だけでは直流出力Ｓ２が得られないために発振動作を
開始できないが、この実施例の場合はまず直流入力Ｓ１
が抵抗２３を介してスイッチングトランジスタ２のペー
スに与工られて間欠発振系を通じて発振動作を開始する
。

なおこの時間欠発振停止用トランジスタ４５は直流出力
Ｓ２が得られていないのでオフ動作している。

このようにして間欠発振系によって出カドランス１の二
次巻線ＩＢに交流出力が発生すると整流器（１５） 子３及びコンデンサ４によって整流された旧派出力Ｓ２
が得られる状態になり、これがスイッチ４２を通じて矩
形波発振回路４及びパルス幅変−回路５に与えられるこ
とにより自励発振系が発振状態に引き込まれる。この状
態では直流出力Ｓ２が得られるのでトランジスタ４５は
オン製作して間欠発振系を形成させない状態に制御し、
かくしてトランジスタ４５が間欠発振系に対する動作停
止回路として動作することになる。

このように第４図の構成によれば小電力負荷４１に電跡
を供給したい場合（例えばテレビジョン受像器やビデオ
テープレコーダにおいて装置本体を停止状態にしてリモ
ートコントモール操作器によって装置本体を動作させた
いような場合）、切換スィッチ４２ヲオフ動作させてお
けば間欠発振系によって小電力負荷に見合った電力の直
流出力を送出し得、またこれに加えて大電力負荷４３に
も電源を供給したいような場合（テレビジョン受像器、
ビデオテープレコーダの場合装置本体をオン動作させた
状態でリモートコントロール操作器によつ（１６） て制御したいような場合）、自励発振系によってパルス
幅変調回路５を用いて大電力負荷４３に見会った電力の
直流出力Ｓ２’＆送出することかできる。

第５図は本発明の更に他の実施例を示し、第４図との対
応部分に同一符号を付して示す。この実施例の場合第４
回において小電力負荷４１に接続される出力端子Ｕ２１
を省略すると共に、出カドランス１に二次巻＆！ＩＣを
設ける。この二次巻側は二次巻線１Ｂに対して極性が逆
になるように巻装され、正側に整流素子５１を接続する
と共に負側にコンデンサ５２ヲ接続しかくして一部巻ｉ
１Ａの電圧変化に対応して二次巻線ＩＣに生じた交流出
力を整流器５１及びコンデンサ５２によって整流して直
流出力８２１として得る。この直流出力８２１は電圧低
減（ロ）路５３を通じて電１圧を低減された後直流出力
Ｓｎとして小電力負荷４１に接続される出力端子Ｕ２１
に送出される。

第５図の構成において出カドランス１の二次巻１１１Ｂ
を通じて形成される間欠発振糸が動作した時及び自励発
振系が動作した時、それぞれこれに対応する大きさの直
流出力Ｓ　２１　）ｉ−得ることができるが、この場合
８２１のレベルは三次巻線ＩＣが逆方向に巻装されてい
ることにより第６図に示すように２次巻線ＩＢから得ら
れる直流出力Ｓ２に対して逆極性の出力が得られること
になる。ここで直流出力８２１に基づいて得られる直流
出力８２２のレベルはレベル低減回路間によって第６図
において斜線を付して示すように自励周期Ｔにおいて二
次巻線ＩＢによって得られる直流出力Ｓ２のエネルギー
とｔｌは等しいエネルギーを持つ出力信号Ｓ２２を送出
できるようなレベルに低減するようになされている。こ
のようにすれば出カドランス１から引出される電源の効
率は最゛適条件を満足することになり、かぐして電源回
路全体としての効率を第４図の場合と比較して一段と高
めることができる。

第７図は第５図の変形例を示すもので、第５図において
電圧低減回路５３ヲ省略して三次巻線ＩＣ側の直流出力
８２１を直接小電力負荷４１の出力端子ＩＪ＆＋に接続
する。かかる構成に加えて第７図の場合は三次巻線１Ｃ
に対する整流回路を構成するコンデンサ５２の容量値を
、二次巻線ＩＢに対する整流回路ヲ構成するコンデンサ
４の容量値より大きい値に選定する。かくすれば第８図
に示すように自励発振周期Ｔのうち二次巻線ＩＢから得
られる直流出力Ｓ２の低下速度が三次巻線ＩＣの直流出
力８２１の低下速度より大きくなるので、斜線で示すよ
うに直流出力Ｓ２の電圧のレベルを＠流出力Ｓ２１の電
圧レベルより高い値に選定しても大電力負荷４３に供給
するエネルギーを小電力負荷４１に供給するエネルギー
とほぼ等しくすることができ、かくして電源回路として
の最適出力条件を満足させることができる。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば小電力負荷に電源を供給す
るときにはスイッチング素子を間欠発振系によってオン
オフ動作させるようにしたことによって、供給するｗ、
源の電力に見合った大きさの電力を供給できることによ
り電源回路全体としての効率を一段と向上し得ると共に
、従来の場合のように矩形波発振器及びパルス幅変調回
路のパルス出力によってスイッチングトランジスタな動
作させる自動発振系を不必要に動作させないようにでき
るので制御損失が小さい電源回路を容易に得ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来スイッチング方式の電源回路を示す接続図
、８２図は本発明による電源回路の一実施例を示す接続
図、第３図はその各部の信号を示す信号波形図、第４図
は本発明の他の実施例を示す接続図、第５図は本発明の
さらに他の実施例を示す接続図、第６図はその動作原理
を示す信号波形図、第７図は第５図の他の実施例を示す
接続図、第８図はその動作原理を示す信号波形図である
。 １・・・出カドランス、２−゛・スイッチングトランジ
スタ％　６・・・トライブト、ランス、１６・・・間欠
発振用コンデンサ、咽〒加・・・間欠発振周波数変鉤回
路子シ・・・帰還回路用コンデンサ、抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流入力をパルス幅変調回路の出力パルスを帰還信号と
   して用いてスイッチング素子な自励発振させることによ
   り交流出力を得、この交流出力を整流して所定の電力の
   電源直流出力を送出するようになされた電源回路におい
   て、上記パルス幅変調回路を側路して上記スイッチング
   素子に対する発振帰還信号を得る帰還回路と、上記帰還
   回路及び上記スイッチング素子間に介挿された間欠発振
   手段とｔ具え、上記帰還回路及び上記間欠発振手段によ
   って間欠発振動作することにより上記パルス幅変調回路
   による自励発振時の電力より小さい電力の上記直流出力
   を得ることを特徴とする電源回路。