JPS6020619A - デイジタル発振器 - Google Patents
デイジタル発振器Info
- Publication number
- JPS6020619A JPS6020619A JP58127695A JP12769583A JPS6020619A JP S6020619 A JPS6020619 A JP S6020619A JP 58127695 A JP58127695 A JP 58127695A JP 12769583 A JP12769583 A JP 12769583A JP S6020619 A JPS6020619 A JP S6020619A
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- JP
- Japan
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- current
- same
- oscillator
- voltage
- transistor
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- Pending
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/01—Details
- H03K3/011—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. voltage, temperature
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/027—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of logic circuits, with internal or external positive feedback
- H03K3/03—Astable circuits
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明はディジタル素子を用いた発振器に係シ、特に温
度特性の改善に好適な発振器の制御回路に関する。
度特性の改善に好適な発振器の制御回路に関する。
従来のディジタル発振器を第１図に示す。同図において
、１はディジタル発振部、２は周波数調整手段であり、
ディジタル発振部１は奇数個のディジタル反転素子６で
構成されている。
、１はディジタル発振部、２は周波数調整手段であり、
ディジタル発振部１は奇数個のディジタル反転素子６で
構成されている。
第１図の例ではこのディジタル反転素子６としてＩ”Ｌ
（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ Ｌｏ
ｇｉｃ ）素子を用いている。また周波数調整手段２は
、一般に可変抵抗葛４、トランジスタ５．６、基準電圧
源７、電流源８で構成され、Ｉ’Ｌ素子３のインジェク
ション電流を調整している。
（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ Ｌｏ
ｇｉｃ ）素子を用いている。また周波数調整手段２は
、一般に可変抵抗葛４、トランジスタ５．６、基準電圧
源７、電流源８で構成され、Ｉ’Ｌ素子３のインジェク
ション電流を調整している。
第１図の動作を説明する前に、Ｉ”Ｌ構成を第２図によ
シ説明する。第２図は上記の発振部１をＩ’Ｌ素子の等
価回路で示したものである。つまシ反転素子３はそれぞ
れＮＰＮ トランジスタ９とＰＮＰ ）ランジスタ１０
で構成される。ここでＰＮＰトランジスタ１０のエミッ
タに流入する電流を一般にインジェクション電流と呼ぶ
。また複数の出力を必要とする場合には、例えばＮＰＮ
）ランジスタ９Ｃをマルチコレクタ構成とする、この
反転素子３の反転動作は、ＰＮＰ ）ランジスタ１０の
コレクタ電流を、ＮＰＮトランジスタ９のベースに注入
するかあるいは前段の反転素子の出力側に吸収するかで
決定されている。つまシ前段反転素子（例えば３ａ ）
のＮＰＮ ）ランジスタ９ａがオフの時はその出力は”
Ｈ”レベルとみなされ、次段反転素子６ｂ中のＰＮＰ
）シンジスタ１０ｂのコレクタ電流は全てＮＰＮ ）シ
ンジスタ９ｂのベースに流入してオン状態となシその出
力を“Ｌ”レベルとする。逆にトランジスタ９ａがオン
の時は、トランジスタ９ｂのベース電位は”Ｌ″レベル
なシオフとなる。
シ説明する。第２図は上記の発振部１をＩ’Ｌ素子の等
価回路で示したものである。つまシ反転素子３はそれぞ
れＮＰＮ トランジスタ９とＰＮＰ ）ランジスタ１０
で構成される。ここでＰＮＰトランジスタ１０のエミッ
タに流入する電流を一般にインジェクション電流と呼ぶ
。また複数の出力を必要とする場合には、例えばＮＰＮ
）ランジスタ９Ｃをマルチコレクタ構成とする、この
反転素子３の反転動作は、ＰＮＰ ）ランジスタ１０の
コレクタ電流を、ＮＰＮトランジスタ９のベースに注入
するかあるいは前段の反転素子の出力側に吸収するかで
決定されている。つまシ前段反転素子（例えば３ａ ）
のＮＰＮ ）ランジスタ９ａがオフの時はその出力は”
Ｈ”レベルとみなされ、次段反転素子６ｂ中のＰＮＰ
）シンジスタ１０ｂのコレクタ電流は全てＮＰＮ ）シ
ンジスタ９ｂのベースに流入してオン状態となシその出
力を“Ｌ”レベルとする。逆にトランジスタ９ａがオン
の時は、トランジスタ９ｂのベース電位は”Ｌ″レベル
なシオフとなる。
次に第１図の動作を説明する。一般に反転素子を奇数個
（Ｎとする）だけリング状に接続すると、このループは
発振することがよく知られている。このときの発振周波
数ｆｏａｃは一般に次式％式％ （１１ ここでＴｏＳｃは発振周期、ｔｐｄはディジタル素子３
の遅延時間である。ここで式（１）中のｔｐｄは先はど
のインジェクション電流によシ大きく変化する。各ディ
ジタル素子のインジェクション電ｍ ヲｉｚＮ、ｒ ｓ
全体のインジェクション電流をＩＩＮＪとすると、第１
図よシ エエＮＪ ＝ Ｎ−ｒ ＩＮＪ ＝ Ｖｏ／Ｒ（２１で
ある。ここで■ｏは基準電圧源７の電圧、几は可変抵抗
器４の抵抗値である。したがって次式％式％（３１ 次に遅延時間ｔｐｄを考える。これらの遅延時間は、反
転素子３中のＮＰＮトランジスタ９のベース電位が立上
るまでの時間でほぼ決定される。
（Ｎとする）だけリング状に接続すると、このループは
発振することがよく知られている。このときの発振周波
数ｆｏａｃは一般に次式％式％ （１１ ここでＴｏＳｃは発振周期、ｔｐｄはディジタル素子３
の遅延時間である。ここで式（１）中のｔｐｄは先はど
のインジェクション電流によシ大きく変化する。各ディ
ジタル素子のインジェクション電ｍ ヲｉｚＮ、ｒ ｓ
全体のインジェクション電流をＩＩＮＪとすると、第１
図よシ エエＮＪ ＝ Ｎ−ｒ ＩＮＪ ＝ Ｖｏ／Ｒ（２１で
ある。ここで■ｏは基準電圧源７の電圧、几は可変抵抗
器４の抵抗値である。したがって次式％式％（３１ 次に遅延時間ｔｐｄを考える。これらの遅延時間は、反
転素子３中のＮＰＮトランジスタ９のベース電位が立上
るまでの時間でほぼ決定される。
つまｆｉ ＮＰＮ ）ランジスタ９のベース容量をＣ１
スレツシヨルドレベルＶＦトスルト ｔ、ｄ ＝ ＣＶＦ／１ＩＮＪ ｆ４）となる。したが
って発振周波数ｆＯ８ｃあるいは発振周期Ｔ。８ｃは、 ＝ Ｔｏｓｃ ＝ ２Ｎ−ｔｐｄ＝ ２ＮＣＶｐ／１Ｉ
ＨＪｏｓｃ 式（３）を代入して −＝ ’Ｉ’ｏｓ。＝ ２Ｎ”ＣＲＶｐ／Ｖｏ （５）
ｏｓｅ となる。このとき発振周波数ｆｏｌｃの温度特性は、・
・・・・・（６） ここで基準電圧源７の電圧■は、一般に温度特性をもた
ないよう構成された電圧源である。こ５０℃とすると、
周波数の全変化率αＴは、式（７）より次式となる。
スレツシヨルドレベルＶＦトスルト ｔ、ｄ ＝ ＣＶＦ／１ＩＮＪ ｆ４）となる。したが
って発振周波数ｆＯ８ｃあるいは発振周期Ｔ。８ｃは、 ＝ Ｔｏｓｃ ＝ ２Ｎ−ｔｐｄ＝ ２ＮＣＶｐ／１Ｉ
ＨＪｏｓｃ 式（３）を代入して −＝ ’Ｉ’ｏｓ。＝ ２Ｎ”ＣＲＶｐ／Ｖｏ （５）
ｏｓｅ となる。このとき発振周波数ｆｏｌｃの温度特性は、・
・・・・・（６） ここで基準電圧源７の電圧■は、一般に温度特性をもた
ないよう構成された電圧源である。こ５０℃とすると、
周波数の全変化率αＴは、式（７）より次式となる。
６
＝ ０．１６７ （８１
つまシ発振周波数ｆｏｓｃは±５０℃の温度変化に対し
て±１Ｓ％変化する。この温度変化量は、一般の発振器
つまシフリスタル発振器や時定数による発振器などの温
度変化量に較べて非常に悪い。
て±１Ｓ％変化する。この温度変化量は、一般の発振器
つまシフリスタル発振器や時定数による発振器などの温
度変化量に較べて非常に悪い。
この主要原因は、反転素子３のｖＦの温度特性を補償で
きないことによる。
きないことによる。
以上のようなディジタル発振器を用いる場合、一般には
１’Ｌ素子の遅延時間ｔｐｄのばらつきによシ、上述の
ように調整手段を設けている。ところがこの発振信号ｆ
。ｓｃを他機能回路のクロック信号などに用いようと試
みても、温度変化が激しく、とて４使用できるものでは
なかった。例えばＶＴＲのカラー信号処理部に用いられ
ているディジタル発振器がその一例である。またＶＴＲ
の復調回路ではアナログ方式の電圧制御型発振器が用い
られているが、この発振器をディジタル発振器に置き換
えようとしても、従来では温度特性が問題となって全く
採用されていない。
１’Ｌ素子の遅延時間ｔｐｄのばらつきによシ、上述の
ように調整手段を設けている。ところがこの発振信号ｆ
。ｓｃを他機能回路のクロック信号などに用いようと試
みても、温度変化が激しく、とて４使用できるものでは
なかった。例えばＶＴＲのカラー信号処理部に用いられ
ているディジタル発振器がその一例である。またＶＴＲ
の復調回路ではアナログ方式の電圧制御型発振器が用い
られているが、この発振器をディジタル発振器に置き換
えようとしても、従来では温度特性が問題となって全く
採用されていない。
本発明の目的は、従来技術の温度特性を大幅に改善でき
るディジタル発振器を提供することにある。
るディジタル発振器を提供することにある。
本発明の主眼は、発振周波数の温度特性に最も影響を及
ぼす反転素子のベース電圧ｖＦの温度変化を、インジェ
クション電流に同様の反転素子のｖＦの温度変化を持た
せることにより、発振周波数の温特を補償することにあ
る。
ぼす反転素子のベース電圧ｖＦの温度変化を、インジェ
クション電流に同様の反転素子のｖＦの温度変化を持た
せることにより、発振周波数の温特を補償することにあ
る。
以下、本発明の一実施を第６図にょシ説明する。同図に
おいて第１図と同一機能を有するものは、同一符号を記
しである。第３図におい′て１１は基準電圧源、１２、
．１５は電流源、１４ 、１５はＮＰＮ ）ランジスタ
、１６〜１８はＰＮＰ トランジスタである、。基準電
圧源１１は、発振器１を構成する反転素子６と同一の反
転素子１９を縦に積み重ねた構成であり、例えば第４図
のように接続されている。ここでＮＰＮ ）ランジスタ
２０のコレクタは開放状態でも良す。
おいて第１図と同一機能を有するものは、同一符号を記
しである。第３図におい′て１１は基準電圧源、１２、
．１５は電流源、１４ 、１５はＮＰＮ ）ランジスタ
、１６〜１８はＰＮＰ トランジスタである、。基準電
圧源１１は、発振器１を構成する反転素子６と同一の反
転素子１９を縦に積み重ねた構成であり、例えば第４図
のように接続されている。ここでＮＰＮ ）ランジスタ
２０のコレクタは開放状態でも良す。
第３図において基準電圧源１１には、電流源１２によシ
反転素子６と同一のインジェクション電流ｉ ＩＮＪが
流れている。また電流源１３の電流は、全インジェクシ
ョン電流ＩＩＮＪの２倍の電流量となっている。したが
ってトランジスタ１４〜１７および５は同一電流となっ
ている。これによｆｉ ＮＰＮトランジスタ１４ 、１
５のペースエミッタ電圧ＶＢＥは同一であシ、またＰＮ
Ｐ ）ランジスタ１６〜１８および５のＶＢＥも同一と
なっている。
反転素子６と同一のインジェクション電流ｉ ＩＮＪが
流れている。また電流源１３の電流は、全インジェクシ
ョン電流ＩＩＮＪの２倍の電流量となっている。したが
ってトランジスタ１４〜１７および５は同一電流となっ
ている。これによｆｉ ＮＰＮトランジスタ１４ 、１
５のペースエミッタ電圧ＶＢＥは同一であシ、またＰＮ
Ｐ ）ランジスタ１６〜１８および５のＶＢＥも同一と
なっている。
さて全インジェクション電流１１ＮＪをめる。
まず基準電圧源１１において積み重ねた反転素子１９の
数をｍとすると、トランジスタ１４０ベース電位はＶ。
数をｍとすると、トランジスタ１４０ベース電位はＶ。
ｃ −ｍＶｐとなる。ここでＶＣＣは電源電圧である。
したがってトランジスタ５のエミッタ電位も同一となシ
、抵抗器４０両端電圧はｍＶｐとなる。この結果、 ＩＩＮＪ ＝ ｍＶｐ／Ｒ（９） と表わされることが理解される。上式（９）中のＶＦは
、式（４ン〜式（７）中のｖＦと全く同一特性である。
、抵抗器４０両端電圧はｍＶｐとなる。この結果、 ＩＩＮＪ ＝ ｍＶｐ／Ｒ（９） と表わされることが理解される。上式（９）中のＶＦは
、式（４ン〜式（７）中のｖＦと全く同一特性である。
次に発振周波数ｆ。ｓｃの温度特性をめると、式（５）
においてＶｏ ＝ｍＶｐと置き換えれば良い。つとなる
。したがって周波数変化率α＝Δｆ／ｆは沈ここで式（
８）と同様にして、温度変化が±５０℃の時の全変化率
αＴをめると、 ａＴ ＝ −（ａ、ａａａａｓ ｘ ｓｏ ） ＝ −
ｏ、ｏｏ芝ｓ （１５）となる。りまシ発振周波数ｆｏ
ｒｅの温度変化は±０２５％と非常に小さくなる。この
値は従来′の±１６％に比較して％０以上も改善されて
いる。
においてＶｏ ＝ｍＶｐと置き換えれば良い。つとなる
。したがって周波数変化率α＝Δｆ／ｆは沈ここで式（
８）と同様にして、温度変化が±５０℃の時の全変化率
αＴをめると、 ａＴ ＝ −（ａ、ａａａａｓ ｘ ｓｏ ） ＝ −
ｏ、ｏｏ芝ｓ （１５）となる。りまシ発振周波数ｆｏ
ｒｅの温度変化は±０２５％と非常に小さくなる。この
値は従来′の±１６％に比較して％０以上も改善されて
いる。
以上の実施例においては、基準電圧源１１及び可変抵抗
器４を電源Ｖｃｅ側に接続したが、これらを接地ＧＮＤ
側に接続しても、全く同様の特性が得られることは、容
易に理解される。
器４を電源Ｖｃｅ側に接続したが、これらを接地ＧＮＤ
側に接続しても、全く同様の特性が得られることは、容
易に理解される。
また以上の実施例においては、反転素子１９を基準電圧
源１１の内部のみに用いているが、上記温度特性の微調
整が必要なときには、第３図のＮＰＮ ）ランジスタ１
４のエミッタ側や、ＮＰＮ）ランジスタ１５の上下に、
上記の反転素子１９を適度に積み重ねて挿入することも
可能である。
源１１の内部のみに用いているが、上記温度特性の微調
整が必要なときには、第３図のＮＰＮ ）ランジスタ１
４のエミッタ側や、ＮＰＮ）ランジスタ１５の上下に、
上記の反転素子１９を適度に積み重ねて挿入することも
可能である。
つまり以上をまとめると、ディジタル発振器１のインジ
ェクション電流１ｒｘ、ｙを決定する可変抵抗器４の両
端に印加される電圧■几が、反転素子を少なくとも１個
以上積み重ねた電圧と等しいように構成すれば、発振周
波数の温度特性は大幅に改善される。
ェクション電流１ｒｘ、ｙを決定する可変抵抗器４の両
端に印加される電圧■几が、反転素子を少なくとも１個
以上積み重ねた電圧と等しいように構成すれば、発振周
波数の温度特性は大幅に改善される。
次に上記のディジタル発振器を、電圧制御型発振器とし
て応用した一実施例を第５図に示す。
て応用した一実施例を第５図に示す。
同図において第３図と同一機能を有するものは同一符号
を記しである。第５図において２２は制御電流発生回路
、２３は電流源１２と同等の電流源、２４は電圧源１１
と同一構成の基準電圧源、２５〜２８ハＮＰＮトランジ
スタ、２９〜３３は抵抗でちる。
を記しである。第５図において２２は制御電流発生回路
、２３は電流源１２と同等の電流源、２４は電圧源１１
と同一構成の基準電圧源、２５〜２８ハＮＰＮトランジ
スタ、２９〜３３は抵抗でちる。
ここでトランジスタ ２７ 、２８は差動構成であシ、
制御人力Ｖｃｏｎｔに応じてトランジスタ２８のコレク
タ電流Ｉｃｏｎｔを制御駆動している。またトランジス
タ２６のコレクタ電流は、上記差動対の電流源として働
く。
制御人力Ｖｃｏｎｔに応じてトランジスタ２８のコレク
タ電流Ｉｃｏｎｔを制御駆動している。またトランジス
タ２６のコレクタ電流は、上記差動対の電流源として働
く。
次に動作を説明すると、トランジスタ２６のコレクタ電
流Ｌｓは次式で与えられる。
流Ｌｓは次式で与えられる。
■・・＝ Ｖ、、／Ｒ−・ （１，）
ただしＶ１４は基準電圧源２４の電圧、’ Ｒｚｓは抵
抗２９の抵抗値である。ここで基準電圧源２４は第４図
と同一の構造であり、したがって反転素子がル段あると
すると、 ■□＝両 （１！１９ となる。次にトランジスタ２７の出しクク電流を１．７
とすると、 ｌｙａ ＝ Ｌｙ ＋Ｉｃｏｎｔ なる式が成シ立つ。ここでＩｃｏｎｔは制御人力Ｖｃｏ
ｎｔ（／Ｃはぼ反比例して動作する。つまシし；モがっ
て上式（１尋に式（１４） 、 （ｉ５９を代入して次
式を得る。
抗２９の抵抗値である。ここで基準電圧源２４は第４図
と同一の構造であり、したがって反転素子がル段あると
すると、 ■□＝両 （１！１９ となる。次にトランジスタ２７の出しクク電流を１．７
とすると、 ｌｙａ ＝ Ｌｙ ＋Ｉｃｏｎｔ なる式が成シ立つ。ここでＩｃｏｎｔは制御人力Ｖｃｏ
ｎｔ（／Ｃはぼ反比例して動作する。つまシし；モがっ
て上式（１尋に式（１４） 、 （ｉ５９を代入して次
式を得る。
この結果、ディジタル発振部１のインジェクション電流
ＩＩＮＪは、周波数調整手段２からの電流から上記Ｉｃ
ｏｎｔを減算した値となる。ここで式（９）の電流量を
用いると、ＩＩＮＪは となる。ここでＲ，は抵抗器４の抵抗値である。
ＩＩＮＪは、周波数調整手段２からの電流から上記Ｉｃ
ｏｎｔを減算した値となる。ここで式（９）の電流量を
用いると、ＩＩＮＪは となる。ここでＲ，は抵抗器４の抵抗値である。
したがって上式（１８）を式（４１、（５）に代入する
と次式を得る。
と次式を得る。
＝ Ｔｏｓｃ ＝ ２Ｎ−ＣＶｐ／ＩＩＮＪｆｏ、。
＝２Ｎ’ＣＶｐ／ＩＩＮ、ｙ （゛・°ＩＩＮＪ ＝Ｎ
’ ｉＩＮ、ｒパ・−； ＝ ２Ｎ’Ｃ／（、、−（÷
±・）止） （旬このとき発振周波数ｆ０８ｃの温度特
性をめると、式（６）の導出と同様にして よりて周波数変化率α＝Δｆ／ｆは次式となる。
’ ｉＩＮ、ｒパ・−； ＝ ２Ｎ’Ｃ／（、、−（÷
±・）止） （旬このとき発振周波数ｆ０８ｃの温度特
性をめると、式（６）の導出と同様にして よりて周波数変化率α＝Δｆ／ｆは次式となる。
１０Ｒ４１８Ｒｔｓ
ここで−・−と−・−は前述のように抵几、θＴＲオ。
θＴ
抗の温度係数を表わし、それぞれ等しく±０．００００
５０／Ｃ；である。したがって上式（２１においてとす
ると、次式を得る。
５０／Ｃ；である。したがって上式（２１においてとす
ると、次式を得る。
となる。この結果は、第３図の実施例中の式（四と等し
く、発振周波数ｆＯｓＣの全温度変化は±５０℃に対し
て、±０２５％と同様に小さく押えることができる。
く、発振周波数ｆＯｓＣの全温度変化は±５０℃に対し
て、±０２５％と同様に小さく押えることができる。
以上のように電圧制御型発振器として用いる場合にも、
制御電流量を、決定する抵抗の両端に印加される電圧が
、反転素子の積み重ね電圧に等しくなるように構成すれ
ば、ディジタル発振器の周波数を温度変化に対して非常
に安定にすることができる。
制御電流量を、決定する抵抗の両端に印加される電圧が
、反転素子の積み重ね電圧に等しくなるように構成すれ
ば、ディジタル発振器の周波数を温度変化に対して非常
に安定にすることができる。
本発明によれば、従来のディジタル発振部の温度特性を
大幅に改善することができるので、発振周波数を安定に
保つことができる効果がある。これによりこの発振信号
を他機能・つ−ｈロック信号などとして充分に使用可能
となり、また従来のアナログ方式電圧制御型発振器をデ
ィジタル方式に置き換えることができるので、ＩＣ内部
素子数を大幅に低減できる効果がある。
大幅に改善することができるので、発振周波数を安定に
保つことができる効果がある。これによりこの発振信号
を他機能・つ−ｈロック信号などとして充分に使用可能
となり、また従来のアナログ方式電圧制御型発振器をデ
ィジタル方式に置き換えることができるので、ＩＣ内部
素子数を大幅に低減できる効果がある。
第１図は従来技術の例を示す回路図、第２図は第１図中
の発振部の等価回路図、第６図は本発明による一実施例
を示す回路図、第４図は第３図中の基準電圧源の等価回
路図、第５図は本発明の他の実施例を示す回路図である
。 １・・・ディジタル発振器、３．１９・・反転素子、１
１．２４・・・基準電圧源、４・・・可変抵抗器。
の発振部の等価回路図、第６図は本発明による一実施例
を示す回路図、第４図は第３図中の基準電圧源の等価回
路図、第５図は本発明の他の実施例を示す回路図である
。 １・・・ディジタル発振器、３．１９・・反転素子、１
１．２４・・・基準電圧源、４・・・可変抵抗器。
Claims (1)
- １、 ディジタル素子で構成される発振器において、該
ディジタル素子の動作速度を概略決定する電流供給手段
と、この電流量の調整手段と、該調整手段の印加電圧を
決定する基準電圧源とで構成され、該基準電圧源が上記
ディジタル素子と同特性のディジタル素子で構成されて
いることを特徴とするディジタル発振器０
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58127695A JPS6020619A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | デイジタル発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58127695A JPS6020619A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | デイジタル発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6020619A true JPS6020619A (ja) | 1985-02-01 |
Family
ID=14966414
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58127695A Pending JPS6020619A (ja) | 1983-07-15 | 1983-07-15 | デイジタル発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6020619A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02143839U (ja) * | 1989-04-28 | 1990-12-06 | ||
| JPH06169237A (ja) * | 1991-09-13 | 1994-06-14 | Mitsubishi Electric Corp | リングオシレータ回路 |
-
1983
- 1983-07-15 JP JP58127695A patent/JPS6020619A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02143839U (ja) * | 1989-04-28 | 1990-12-06 | ||
| JPH06169237A (ja) * | 1991-09-13 | 1994-06-14 | Mitsubishi Electric Corp | リングオシレータ回路 |
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