JPS60213125A - Ｄ―ａコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ディジタルオーディオ用のＡ−Ｄ。

Ｄ−人コンバータに関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、コンパクトディスクや、ディジタルオーディオテ
ープレコーダに見られるようにオーディオのディジタル
化が急速に進んでいる。これらのディジタルオーディオ
機器には、必ず、ムーＤコンバータやＤ−ムコンバータ
が使用されているが、それらには非常に精度がめられて
いるため、トリミング工程を必要とし、非常にコスト高
になっているのが現状である。

以下に従来のムーＤ、Ｄ−ムコンバータについて説明す
る。

第１図は従来のＤ−Ａコンバータの回路図を示すもので
あシ、１はＭＳＢに対する電流Ｉの電流ＩＩ　ｘ 源、２は電流値２’２”・・・・・・Ｔの電流源、３は
電流源１をオン・オフするスイッチ、４は電流源２をオ
ン・オフするスイッチ、６は電流値−Ｉのバイポーラ用
電流源、８は電流加算点、７は１〜６を含むＤ−Ａコン
バータの主要部、８は演算増幅器、９は帰還抵抗、１ｏ
はアナログ電圧出力点である。

以上のように構成された従来のＤ−Ａコンバータについ
て、以下その動作を説明する。

まず、与えられたＮビットのディジタル入力データに従
ってＮ個のスイッチ３，４の状態が設定される。そして
、オン状態の各スイッチに対応した電流源１，２の電流
と、電流源５の電流とが加算されて、電流加算点６から
、演算増幅器の逆相入力に供給されて電圧に変換され、
アナログ電圧出力点１０に現れる。

以上のようにして、与えられたディジタル入力データに
応じてアナログ電圧が得られ、Ｄ−ム変換が行わ九る。

なお、電流源５は正負両極性出力を得るためのものであ
る。

つぎに、第１図に示すＤ−ムコンバータの主要部７を用
いて、逐次比較型ムーＤコンバータを構成した従来例を
第２図に示す。

第２図において、７は第１図に示す７と同じものであり
、１１はアナログ入力点、１２は抵抗、１３は比較器、
１４は逐次比較用レジスタである。

以上のように構成された従来のムーＤコンバータについ
て、以下その動作を説明する。

まず、アナログ入力点１１に加えられたアナログ電圧と
抵抗１２の値で決まる入力電流値と、Ｄ−ムコンバータ
フのＭＳＢのみを１にしくＭＳＢに対応したスイッチ３
のみをオンにし）た時のＤ−ムコンバータフの出力電流
とが加算され、その値が正か負かを比較器１３で比較し
、正なら１、負なら０を逐次比較用レジスタのＭＳＢの
所に収納するという操作をＭＳＢから順次ＬＳＢまで繰
り返すことによって、Ａ−Ｄ変換が行われる。

以上、第１図および第２図のように構成されたム一りお
よびＤ−Ａコンバータは、特に、ディジタルオーディオ
用のようにビット数の多いものでは、製造したままの状
態では誤差が大きくなり、そのままでは、ディジタルオ
ーディオ用に使用した場合、ひずみが大きくなって実用
にならない。

誤差は、あるビットが１でそれ以下のビットがすべて０
の状態から、そのビットが０でそれ以下のビットがすべ
て１の状態へ変化する時、およびその逆の時に大きくな
る。そして、この誤差が、ひずみになる。

第３図に、各ビットに対する電流源１，２が同程度のパ
ーセントの誤差を持つ場合、アナログ電圧に対するム一
り、Ｄ−人変換誤差の絶対値の最悪値の分布を示す。

以上のような変換誤差を小さくするため、従来は、各ビ
ットの電流源１，２をトリミングするという方法が行わ
れてい゛た。しかし、このトリミングの工程が入ること
で、非常にコスト高になるという問題があった。

発明の目的 本発明は、上記従来の問題点を解消するもので、トリミ
ングを必要としない、ディジタルオーディオ用のムーＤ
、Ｄ−ムコンバータを実現することを目的とする。

発明の構成 本発明は、補正用の電流源をＭＳＢのデータによって２
通９の電流値に切換えられるようにし、一方の電流値を
ディジタルデータ０１１・・・・・・１に対する電流加
算値が１ピット分になるように、また１００・・・・・
・０に対する電流加算値がゼロに近づくように制御する
ことにより、アナログ振幅ゼロ点に対する変換誤差を少
くして、聴感上のひずみ感を小さくすると共に、トリミ
ングを必要としないム一り、Ｄ−ムコンバータを実現す
ることができるものである。

実施例の説明 前述のように、第１図および第２図に示す従来例のＤ−
Ａ、ムーＤコンバータはトリミングを行わなければ第３
図に示すような変換誤差の分布を持っているが、第３図
からもわかる通シ、アナログ振幅ゼロ点での変換誤差が
最も大きくなっており、これはオーディオ信号に対して
、そのゼロクロス点でのひずみが非常に大きくなるとい
うことを意味している。

このひずみの値は、オーディオ信号の振幅に対して一定
であるため、信号レベルが小さくなるに従ってひずみ率
は増加して行き、聴感上非常に有害なものになっている
。

そこで、もし、このゼロクロス点でのひずみが除去でき
たとすれば、残９のひずみ成分は、第３図点線で示すよ
うに、信号振幅に比例したものになるため、聴感上はあ
ま９問題にならないと言える。

１ このゼロクロス点でのひずみは、Ａ−ＤまたはＤ−人コ
ンバータにおいて、ディジタルデータｏ１１・・・・・
を対するアナログ振幅にＩ　ＬＳＢ分のアナログ振幅を
加えたものと、ディジタルデータ　ｔｌ、００−・・・
・・０に対するアナログ振幅との間の誤差　′によるも
のである。

第４図は本発明における一実施例におけるＤ−ムコンバ
ータの回路図を示すものである。

第４図において、１〜１ｏは第１図に示す回路図中の同
番号と同じもので６Ｄ、１６は制御入力点、１６はコン
パレータ、１７．１８はそれぞれテスト信号１およびテ
スト信号２をクロックとし、コンパレータ１６の出力を
アップ・ダウン入力とするカウンタ、１９はＭＳＢによ
ってカウンタ１７と１８のデータを切換えて補助Ｄ−ム
コンバータに与えるためのデータセレクタであり、電流
源５は、固定の電流源５ａと、可変の電流源としての補
助Ｄ−Ａコンバータ６ｂで構成されている。

以上のように構成された本実施例のＤ−人コンバータに
ついて、以下その動作を説明する。

まず１〜１０で構成される部分の動作は、第１図に示し
たものと全く同様であるので省略し、ここでは、補助Ｄ
−Ａコンバータ５ｂに対する補正動作を中心に説明する
。

補正用テスト信号のタイムチャートの一例を第６図に示
す。第６図の例では、オーディオ信号の１サンプル周期
の間に、テスト信号１、Ｌチャンネルデータ、テスト信
号２．Ｒチャンネルデータという順序で動作させている
。

まず、テスト信号１では、スイッチ３をオフにし、スイ
ッチ４をすべてオンにし、その時のアナログ出力電圧の
極性をコンパレータ１６で比較しカウンタ１７をカウン
トアツプまたはダウンする。

そして、カウンタ１７のデータがデータセレクタ１９で
選択され、補助り一ムコンバータ６ｂに与えられて、電
流源６の電流値が、アナログ出力電圧がゼロになる方向
に制御される。

つぎに、テスト信号２では、スイッチ３をオンにし、ス
イッチ４をすべてオフにし、その時のアナログ出力電圧
の極性をコンパレータ１６で比較しカウンタ１８をカウ
ントアツプまたはダウンす　′る。そして、カウンタ１
８のデータがデータセレクタ１９で選択され、補助０〜
人コンバータ６ｂに与えられて、電流源６の電流値が、
アナログ出力電圧がゼロになる方向に制御される。

Ｄ−ム変換中は、カウンタ１７および１８の内容は保持
され、ＭＳＢが０の時はカウンタ１７のデータが、ＭＳ
Ｂが１の時はカウンタ１８のデータが補助Ｄ−Ａコンバ
ータ５ｂに供給される。

以上の補正動作をくり返すことにより、テスト信号１に
対するアナログ出力電圧とテスト信号２に対するアナロ
グ出力電圧が共にゼロに近づいて行き、その結果ゼロク
ロス点における誤差が非常に小さいＤ−Ａコンバータが
実現できるのである。

本実施例における補助り一部コンバータの必要ビット数
については、ゼロクロス点における誤差分だけカバーで
きる程度のもので良いため、電流源１，２とスイッチ３
，４で構成されるビット数よりも、かなり少いもので実
現できる。

なお、第４図に示す実施例における電流源２およびスイ
ッチ４は、ＬＳＢに対応する電流源とスイッチが、２個
づつ設けられておし、そのうちの１個は、テスト信号１
の時にのみスイッチがオンになり、その他の時は、常に
オフになっている。

それによって、ゼロクロス点における誤差はゼロに近づ
いて行く。しかし、この＋１個の電流源とスイッチがな
い場合には、ゼロクロス点における誤差はＩＬＳＢ分に
近づいて行くが、その値は非常に小さいため、実用的に
は無視できる場合もある。したがって、そのような場合
でも本発明は有効である。

以上の実施例は、本発明をＤ−Ａコンバータに実施した
例であるが、従来例の項で説明したように、それらを逐
次比較型Ａ−Ｄコンバータの一部として構成できること
はいうまでもない。

発明の効果 本発明は、Ｄ−人コンバータのバイポーラ用の電流源５
を可変にし、それをディジタルデータｏ１１　・・・１
＋１と１ｏＯ・・　０のテスト信号に対してアナログ値
が共にゼロになるように制御することにより、トリミン
グをすることなしに、ゼロクロス点における誤差を少く
し、聴感上満足な性能を持ったディジタルオーディオ用
のＡ−ＤおよびＤ−Ａコンバータを実現することができ
るものである。

４、図面の簡単な説明　４３Ｃ 第１図は従来のＤ−Ａコンバータの回路図、第２図は従
来のＡ−Ｄコンバータの回路図、第３図は変換誤差の分
布図、第４図は本発明の一実施例におけるＤ−Ａコンバ
ータの回路図、第６図は第４図の実施例の動作説明図で
ある。

１　・・第１の電流源、２・・・・・・第２の電流源、
３・・第１のスイッチ、４・・・・・・第２のスイッチ
、５・・・・・第３の電流源、６・・・・・電流加算手
段、８〜９゜１６〜１９・・・・制御手段。

代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第３
図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ０）はぼＩの電流値を持つ第１の電流源と、はぼ電流源
   と、上記第１の電流源をオン・オフする第１のスイッチ
   と、上記第２の各電流源をオン・オフする第２のスイッ
   チと、はぼ−Ｉの電流値を持つ第３の電流源と、上記第
   １および第２の各電流源のうち上記第１および第２の各
   スイッチを通過した電流と上記第３の電流源の電流とを
   加算する電流加算手段とを備え、上記第１および第２の
   各スイッチのうちでオンになるものの組合せによって上
   記電流加算手段の出力電流値を設定するようにしたムー
   Ｄ、Ｄ−ムコンバータであって、上記第３の電流源の電
   流値を、上記第１のスイッチがオフのとき第１の設定値
   に、オンのとき第２の設定値に切換えられるようにする
   と共に、上記第１および第２の設定値を可変にし、上記
   第１のスイッチがオフで第２のスイッチがすべてオンと
   なる第１のテスト信号に対して上記電流加算手段の出力
   電流値がゼロになる方向に上記第１の設定値を制御し、
   上記第１のスイッチがオンで第２のスイッチがすべてオ
   フとなる第２のテスト信号に対して上記電流加算手段の
   出力電流値がゼロになる方向に上記第２の設定値を制御
   する制御手段を備えたことを特徴とするムーＤ、Ｄ−人
   コンバータ。 持つ電流源およびそれに対応する第２のスイッチについ
   ては、各々２個設けたことを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載のＡ−Ｄ、Ｄ−Ａコンバータ。 ＠）第３の電流源が、固定電流源と補助Ｄ−Ａコンバー
   タで構成されると共に、可変手段が、アナログレベルの
   極性を比較する比較器と、上記比較器の出力によってア
   ップ・ダウンカウントされる２系統のアップダウンカウ
   ンタと、上記２系統のアップダウンカウンタの出力デー
   タをディジタルデータのＭＳＢの状態によって選択し、
   上記補助Ｄ−ムコンバータに与えるデータセレクタとで
   構成されたことを特徴とする特許請求の範囲第１項また
   は第２項記載の五−り。 Ｄ−ムコンバータ。