JPS6022472A - Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバ−タInfo
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- JPS6022472A JPS6022472A JP13053683A JP13053683A JPS6022472A JP S6022472 A JPS6022472 A JP S6022472A JP 13053683 A JP13053683 A JP 13053683A JP 13053683 A JP13053683 A JP 13053683A JP S6022472 A JPS6022472 A JP S6022472A
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- Japan
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- transistor
- base
- voltage
- resistor
- coil
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
背景技術とその問題点
先ず、第１図を参照して、本出願人より先に提案したＤ
Ｃ−ＤＣｊンバータについて説明する。
Ｃ−ＤＣｊンバータについて説明する。
ＢＴは直流電源、即ち電池（例えばカーバッテリー）で
、その正捲が入力端子Ｔ１に接続され、負極が接地され
ている。ＴＲはトランスで１次コイルａ、二次コイルｂ
及び検出用コイル９を有する。
、その正捲が入力端子Ｔ１に接続され、負極が接地され
ている。ＴＲはトランスで１次コイルａ、二次コイルｂ
及び検出用コイル９を有する。
Ｑ ｌ’ｉは発振用のＮＰＮ形トランジスタで、そのコ
レクタは一次コイルａの一端に接続され、エミッタが接
地されている。入力端子Ｔ１はコイルＬ ｌ’１及びコ
ンデンサＣ１’１１ Ｃ１２から成るフィルタＦ１を通
じて一次コイルａの他端に接続される。尚、フィルタＦ
１のコールドエンド側は接地されている。コイルＬ ｌ
’ｌ及びａの接続中点が抵抗器Ｒ□２をｊｌｎじてＩ・
ランジスタＱ ｌ’ｌのベースに接続される。
レクタは一次コイルａの一端に接続され、エミッタが接
地されている。入力端子Ｔ１はコイルＬ ｌ’１及びコ
ンデンサＣ１’１１ Ｃ１２から成るフィルタＦ１を通
じて一次コイルａの他端に接続される。尚、フィルタＦ
１のコールドエンド側は接地されている。コイルＬ ｌ
’ｌ及びａの接続中点が抵抗器Ｒ□２をｊｌｎじてＩ・
ランジスタＱ ｌ’ｌのベースに接続される。
更に、トランジスタＱ１２のベースが抵抗１３ Ｒ１３
−コンデンサＣ１６−コイルＣの直列回路から成る時定
数回路を通じて接地される。
−コンデンサＣ１６−コイルＣの直列回路から成る時定
数回路を通じて接地される。
さらに、ＰＮＰ形のトランジスタＱ１２が設けられ、そ
のエミッタがトランジスタＱ ｌ’ｌのベースに接続さ
れ、そのコレクタが接地される。
のエミッタがトランジスタＱ ｌ’ｌのベースに接続さ
れ、そのコレクタが接地される。
制御端子Ｔ２が抵抗器Ｒ１１を通じてトランジスタＱ１
２のベースに接続される。
２のベースに接続される。
トランスＴＲの二次コイルｂの一端が整流用ダイオード
Ｄ １’１のカソードに接続され、他端が接地される。
Ｄ １’１のカソードに接続され、他端が接地される。
尚、Ｃ１３は、ダイオードＤ １’１のアノードと二次
コイルｂの他端間に接続された平滑用コンデンサである
。ダイオードＤ ｌ’ｌのアノードは、コイルＬ＋２及
び；ｌンデンザＣ１４から成るフィルタＦ２を通じて出
力端子ゴ３に接続される。フィルタＦ２のコールドエン
１゛側は接地される。出力端子Ｔ３、が抵抗器Ｒ１４を
通じてトランジスタＱ１２のベースに接続される。
コイルｂの他端間に接続された平滑用コンデンサである
。ダイオードＤ ｌ’ｌのアノードは、コイルＬ＋２及
び；ｌンデンザＣ１４から成るフィルタＦ２を通じて出
力端子ゴ３に接続される。フィルタＦ２のコールドエン
１゛側は接地される。出力端子Ｔ３、が抵抗器Ｒ１４を
通じてトランジスタＱ１２のベースに接続される。
次に、この第１図のＤＣ−ＤＣコンバータの動作につい
て説明する。ごのコンバータは制御端子Ｔ２に４３（給
される基準電圧によって出力端子Ｔ３に得られる出力電
圧が制御される。まず、トランジスタＱ １’１がオフ
の場合、電池ＢＴから抵抗器Ｒ１２を通じてトランジス
タＱ １’１のベースに電流が供給されると、これがオ
ンとなり、トランス１゛Ｒの一次コイルａに正のパルス
電圧が発生し、これにより検出コイルＣにも止のパルス
電圧が発生し、そのパルス電圧に基づいてコンデンサＣ
１５及び抵抗供給Ｒ１３から成る時定数回路を通じてｌ
−ランジスタＱＩ２のベースに電流が流れ、トランジス
タＱ １’１のベースバイアスは一層深くなる。しかし
、このベース電流は次第に小さくなるので、その後トラ
ンジスタＱ ｌ’ｌばオンに転じ、コイルＣのパルス電
圧は負になる。その後、再びトランジスタＱ１１がオン
となり、上述の動作を繰り返す。
て説明する。ごのコンバータは制御端子Ｔ２に４３（給
される基準電圧によって出力端子Ｔ３に得られる出力電
圧が制御される。まず、トランジスタＱ １’１がオフ
の場合、電池ＢＴから抵抗器Ｒ１２を通じてトランジス
タＱ １’１のベースに電流が供給されると、これがオ
ンとなり、トランス１゛Ｒの一次コイルａに正のパルス
電圧が発生し、これにより検出コイルＣにも止のパルス
電圧が発生し、そのパルス電圧に基づいてコンデンサＣ
１５及び抵抗供給Ｒ１３から成る時定数回路を通じてｌ
−ランジスタＱＩ２のベースに電流が流れ、トランジス
タＱ １’１のベースバイアスは一層深くなる。しかし
、このベース電流は次第に小さくなるので、その後トラ
ンジスタＱ ｌ’ｌばオンに転じ、コイルＣのパルス電
圧は負になる。その後、再びトランジスタＱ１１がオン
となり、上述の動作を繰り返す。
一方、トランジスタＱ１２はそのベース電圧が０ボルト
より大になるとオフとなり、小となるとオンとなる。こ
のトランジスタＱ１２がオンになると、トランジスタＱ
１２のベースにコイルＣから時定数回路を通じて流れ込
んでいた電流がトランジスタＱ１２のエミッタ・コレク
タを通じて接地に流れてしまい、トランジスタＱ１１は
その時点で直ちにオフになってしまう。これによって、
制御端子Ｔ２に供給される基準電圧に応じて、トランス
ＴＲの二次コイルｂに得られるパルスのオン期間及び周
波数が制御されて、出力端子Ｔ３に得られる出力電圧が
制御される。尚、出力電圧は基準電圧と抵抗器Ｒ１’ｌ
、Ｒ１４の抵抗値の比によって決定される。
より大になるとオフとなり、小となるとオンとなる。こ
のトランジスタＱ１２がオンになると、トランジスタＱ
１２のベースにコイルＣから時定数回路を通じて流れ込
んでいた電流がトランジスタＱ１２のエミッタ・コレク
タを通じて接地に流れてしまい、トランジスタＱ１１は
その時点で直ちにオフになってしまう。これによって、
制御端子Ｔ２に供給される基準電圧に応じて、トランス
ＴＲの二次コイルｂに得られるパルスのオン期間及び周
波数が制御されて、出力端子Ｔ３に得られる出力電圧が
制御される。尚、出力電圧は基準電圧と抵抗器Ｒ１’ｌ
、Ｒ１４の抵抗値の比によって決定される。
電池ＢＴとして定格１２Ｖのカーバッテリーを使用した
場合、その電圧はその前後に大幅に変化する。しかし、
制御端子Ｔ２に供給する基準電圧を規定すれば、それに
応じて出力端子Ｔ３の出力電圧は一定値に保持される。
場合、その電圧はその前後に大幅に変化する。しかし、
制御端子Ｔ２に供給する基準電圧を規定すれば、それに
応じて出力端子Ｔ３の出力電圧は一定値に保持される。
例えば、電池ＢＴの電圧が十〇＋、５Ｖ、制御端子′ｒ
２に供給される基準電圧が・Ｉ−８，５Ｖの場合、出力
端子Ｔ３には−８，５■の出力電圧が得られる。
２に供給される基準電圧が・Ｉ−８，５Ｖの場合、出力
端子Ｔ３には−８，５■の出力電圧が得られる。
さて、第２図Ａ−Ｄに、人々トランスＴＲの検出コイル
Ｃに発／Ｉ：するパルス、］・ランジスタＱｌ’１のベ
ース電淫口Ｂ、そのベース・エミッタ間電圧Ｖｔ１ｌ＋
及びコレクタ電流Ｉｃの各波形を示す。ところで、出力
端子Ｔ３の負荷電流が大となると、出力電圧が低下しよ
うとするが、かくするとトランジスタＱ ｔ’ｔのオン
期間が長くなるので、第２図Ａ〜Ｃの各パルスの波形は
実線の状態から破線の状態に移行してパルス幅が大とな
り、又、第２図りのコレクタ電流の波形は実線の状態か
ら破線の状態に移行してそのピーク値が」１昇する。こ
のため、出力電圧の低下が１１１止され、その結果出力
電圧が一定に保たれる。
Ｃに発／Ｉ：するパルス、］・ランジスタＱｌ’１のベ
ース電淫口Ｂ、そのベース・エミッタ間電圧Ｖｔ１ｌ＋
及びコレクタ電流Ｉｃの各波形を示す。ところで、出力
端子Ｔ３の負荷電流が大となると、出力電圧が低下しよ
うとするが、かくするとトランジスタＱ ｔ’ｔのオン
期間が長くなるので、第２図Ａ〜Ｃの各パルスの波形は
実線の状態から破線の状態に移行してパルス幅が大とな
り、又、第２図りのコレクタ電流の波形は実線の状態か
ら破線の状態に移行してそのピーク値が」１昇する。こ
のため、出力電圧の低下が１１１止され、その結果出力
電圧が一定に保たれる。
ところが、負荷短絡時の如き過負萄時に於いては、トラ
ンジスタＱｉ１に過大コレクタ電流が流れるため、トラ
ンジスタＱ１１が短時間の内に破壊する虞がある。
ンジスタＱｉ１に過大コレクタ電流が流れるため、トラ
ンジスタＱ１１が短時間の内に破壊する虞がある。
そこで、このトランジスタＱ １’ｌの破壊を回避する
ために、本出願人は先に第３図に示すようなりＣ−ＤＣ
コンバータを提案した。即ち、第３図の回路では第１図
のＤＣ−ＤＣコンバータに於いて、ＮＰＮ形のトランジ
スタＱ＋３を設け、そのエミッタを接地し、そのコレク
タをトランジスタＱ１１’のベースに接続する。
ために、本出願人は先に第３図に示すようなりＣ−ＤＣ
コンバータを提案した。即ち、第３図の回路では第１図
のＤＣ−ＤＣコンバータに於いて、ＮＰＮ形のトランジ
スタＱ＋３を設け、そのエミッタを接地し、そのコレク
タをトランジスタＱ１１’のベースに接続する。
そして、負萄電流検出用の抵抗器ＲＩＧをトランスＴＲ
の２次コイルｂ及びコンデンサ０１３の接続中点と接地
との間に接続する。そして、コンデンサＣＩ３及び抵抗
器Ｒｔｓの接続中点をトランジスタＱ＋３のベースに接
続する。
の２次コイルｂ及びコンデンサ０１３の接続中点と接地
との間に接続する。そして、コンデンサＣＩ３及び抵抗
器Ｒｔｓの接続中点をトランジスタＱ＋３のベースに接
続する。
しかして、負荷電流が所定値以上になると、トランジス
タＱ１３がオンとなるので、トランジスタＱ １ｒのベ
ースが接地電位となり、トランジスタＱ１１がオフとな
って発振が停止し、過負荷によってトランジスタＱ ｓ
ｌが破壊されるのが一応回避される。
タＱ１３がオンとなるので、トランジスタＱ １ｒのベ
ースが接地電位となり、トランジスタＱ１１がオフとな
って発振が停止し、過負荷によってトランジスタＱ ｓ
ｌが破壊されるのが一応回避される。
ところが、この第３図の回路では、トランスＴＲの検出
コイルＣに負パルスが発生したときはトランジスタＱ１
３のコレクタの電圧が負となり、このトランジスタＱ１
３が逆Ｉ・ランジスタとして動作するため、−■オフに
なった］・ランジスタＱ １１にベース電流が流れてこ
れが再びオンとなり、ｌ・ランジスタＱ ＋１に対する
過電流採譜が不確実となってしまう。
コイルＣに負パルスが発生したときはトランジスタＱ１
３のコレクタの電圧が負となり、このトランジスタＱ１
３が逆Ｉ・ランジスタとして動作するため、−■オフに
なった］・ランジスタＱ １１にベース電流が流れてこ
れが再びオンとなり、ｌ・ランジスタＱ ＋１に対する
過電流採譜が不確実となってしまう。
発明の１」的
かかるｌζＪに鑑み、本発明は過負荷時に発振用トラン
ジスタに過電流が流れＣ１ごれが破損するのを確実に保
護することのできるＤ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータを提案し
ようとするものである。
ジスタに過電流が流れＣ１ごれが破損するのを確実に保
護することのできるＤ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータを提案し
ようとするものである。
発明の概要
本発明によるＤ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータは、−次コイル
、二次コイル及び検出コイルを備えるトランスと、コレ
クタが一次コイルを通じて人力αＨ１１子に接続され、
エミッタが接地されると共に、ベースがｆｌｔ抗器Ｒ１
５及びＲ１２を順次に通じて入力端子に接続され、目つ
Ｊ’ｌＶ抗器Ｒ１３，コンデンサＣ１５及び検出コイル
を順次に通し゛ζ接地されたーの導電形のトランジスタ
Ｑ Ｉ’ｌと、抵抗器Ｒｔ３及びコンデンサＣｌ１１の
接続中Ｉｊ１と抵抗器Ｒｚ２及びＲ１６の接続中点との
間に接続された逆流防止用ダイオードと、二次コイルの
一端及び出力端子間に接続された整ｄε器と、出力端子
及び接地間に接続された平滑回路と、出力端子の出力電
圧に関連し、入力端子に供給される入力電圧と極性の異
なる電圧の得られる端子及びトランジスタＱ １’ｓの
ベース間に接続された抵抗素子と、エミッタが接地され
、コレクタが抵抗器Ｒ１２及びＲ１６の接続中点に接続
されたーの導電形のトランジスタＱ１３と、出力端子の
負荷電流を検出する検出手段とを有し、逆流防止用トラ
ンジスタの順方向降）電圧ばトランジスタＱ １１のベ
ース・エミッタ間電圧より小に選定され、検出手段の検
出出力をトランジスタＱ１３のベースに供給して、常態
に於いてオフのトランジスタＱ１３を過負荷時にオンに
するようにしたものである。
、二次コイル及び検出コイルを備えるトランスと、コレ
クタが一次コイルを通じて人力αＨ１１子に接続され、
エミッタが接地されると共に、ベースがｆｌｔ抗器Ｒ１
５及びＲ１２を順次に通じて入力端子に接続され、目つ
Ｊ’ｌＶ抗器Ｒ１３，コンデンサＣ１５及び検出コイル
を順次に通し゛ζ接地されたーの導電形のトランジスタ
Ｑ Ｉ’ｌと、抵抗器Ｒｔ３及びコンデンサＣｌ１１の
接続中Ｉｊ１と抵抗器Ｒｚ２及びＲ１６の接続中点との
間に接続された逆流防止用ダイオードと、二次コイルの
一端及び出力端子間に接続された整ｄε器と、出力端子
及び接地間に接続された平滑回路と、出力端子の出力電
圧に関連し、入力端子に供給される入力電圧と極性の異
なる電圧の得られる端子及びトランジスタＱ １’ｓの
ベース間に接続された抵抗素子と、エミッタが接地され
、コレクタが抵抗器Ｒ１２及びＲ１６の接続中点に接続
されたーの導電形のトランジスタＱ１３と、出力端子の
負荷電流を検出する検出手段とを有し、逆流防止用トラ
ンジスタの順方向降）電圧ばトランジスタＱ １１のベ
ース・エミッタ間電圧より小に選定され、検出手段の検
出出力をトランジスタＱ１３のベースに供給して、常態
に於いてオフのトランジスタＱ１３を過負荷時にオンに
するようにしたものである。
上述せる本発明によれば、過負荷時に発振用トランジス
タに過電流が流れて、これが破損するのを確実に保護す
るさとのできるＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ
る。
タに過電流が流れて、これが破損するのを確実に保護す
るさとのできるＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができ
る。
実施例
（］
以下に第４図を参照して、本発明の一実施例を説明する
。この実施例は極性反転形のＤ Ｃ−Ｉ） Ｃコンバー
タの場合である。面、第４図に於いて、第１図及び第３
図と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略
する。
。この実施例は極性反転形のＤ Ｃ−Ｉ） Ｃコンバー
タの場合である。面、第４図に於いて、第１図及び第３
図と対応する部分には同一符号を付して重複説明を省略
する。
コイ月利Ｊ １’ｌ及びａの接続中点を、１１Ｌ抗器Ｒ
１２及ヒＲ１６を順次に１ｌｌｌじてトランジスタＱ
１’１のベースに接続する。又、抵抗器Ｒｓ３及びコン
デンサＣ１６の接続中点を、逆流防止用ダイオードとし
てのショットキダイオードＤ１２のアノードに接続し、
そのカソードを抵抗器Ｒ１２１Ｒ１５の接続中点に接続
する。このダイオードＤ１．２の順方向降下電圧は０．
４Ｖで、トランジスタ（シリごｌントランジスタ）Ｑｌ
ｌのベース・エミッタ間電化の０．６■より低い。トラ
ンジスタＱ１３のエミッタは接地される。トランジスタ
Ｑ１３のコレクタが抵抗５ＪＲｉ２及びＲｌｓの接続中
点に接続される。その他の構成は第３図と同様である。
１２及ヒＲ１６を順次に１ｌｌｌじてトランジスタＱ
１’１のベースに接続する。又、抵抗器Ｒｓ３及びコン
デンサＣ１６の接続中点を、逆流防止用ダイオードとし
てのショットキダイオードＤ１２のアノードに接続し、
そのカソードを抵抗器Ｒ１２１Ｒ１５の接続中点に接続
する。このダイオードＤ１．２の順方向降下電圧は０．
４Ｖで、トランジスタ（シリごｌントランジスタ）Ｑｌ
ｌのベース・エミッタ間電化の０．６■より低い。トラ
ンジスタＱ１３のエミッタは接地される。トランジスタ
Ｑ１３のコレクタが抵抗５ＪＲｉ２及びＲｌｓの接続中
点に接続される。その他の構成は第３図と同様である。
次に、この第４図のＤＣ−ＤＣコンバータの動作につい
て説明する。このコンバータは制御端子０ Ｔ２に供給される基準電圧によって出力端子Ｔ３に得ら
れる出力電圧が制御される。まず、トランジスタＱｌ’
ｌがオフの場合、電池ＢＴがら抵抗器Ｒ１２及びＲＩ６
を通じてトランジスタＱ ｌ’ｌのベースに電流が供給
されると、これがオンとなり、トランスＴＲの一次コイ
ルａに正のパルス電圧が発生し、これにより検出コイル
Ｃにも正のパルス電圧が発生し、そのパルス電圧に基づ
いてコンデンサＣＩ５及び抵抗器Ｒ１３から成る時定数
回路を通じてトランジスタＱ１２のベースに電流が流れ
、トランジスタＱ ｌ’１のベースバイアスは一層深く
なる。しかし、このベース電流は次第に小さくなるので
、その後トランジスタＱ ｌ’ｌはオフに転じ、コイル
Ｃのパルス電圧は負になる。その後、再びトランジスタ
Ｑｌ’１がオンとなり、上述の動作を繰り返す。
て説明する。このコンバータは制御端子０ Ｔ２に供給される基準電圧によって出力端子Ｔ３に得ら
れる出力電圧が制御される。まず、トランジスタＱｌ’
ｌがオフの場合、電池ＢＴがら抵抗器Ｒ１２及びＲＩ６
を通じてトランジスタＱ ｌ’ｌのベースに電流が供給
されると、これがオンとなり、トランスＴＲの一次コイ
ルａに正のパルス電圧が発生し、これにより検出コイル
Ｃにも正のパルス電圧が発生し、そのパルス電圧に基づ
いてコンデンサＣＩ５及び抵抗器Ｒ１３から成る時定数
回路を通じてトランジスタＱ１２のベースに電流が流れ
、トランジスタＱ ｌ’１のベースバイアスは一層深く
なる。しかし、このベース電流は次第に小さくなるので
、その後トランジスタＱ ｌ’ｌはオフに転じ、コイル
Ｃのパルス電圧は負になる。その後、再びトランジスタ
Ｑｌ’１がオンとなり、上述の動作を繰り返す。
一方、トランジスタＱ１２はそのベース電圧が０ボルト
より大になるとオフとなり、小になるとオンとなる。こ
のトランジスタＱ１２がオンになると、トランジスタＱ
１２のベースにコイルＣから時定数回路を通じて流れ込
んでいた電流がトランジスタＱ１２のエミッタ・ごｌレ
クタを通じて接地に流れてしまい、トランジスタＱｓ’
ｒはその時点で直ちにオフになってしまう。これによっ
て、制御端子Ｔ２に供給される基準電ロミに応じて、ト
ランスＴＲの二次コイルｂに得られるパルスのオン期間
及び周波数が制御されて、出方端子Ｔ３に得られる出方
電圧が制御される。
より大になるとオフとなり、小になるとオンとなる。こ
のトランジスタＱ１２がオンになると、トランジスタＱ
１２のベースにコイルＣから時定数回路を通じて流れ込
んでいた電流がトランジスタＱ１２のエミッタ・ごｌレ
クタを通じて接地に流れてしまい、トランジスタＱｓ’
ｒはその時点で直ちにオフになってしまう。これによっ
て、制御端子Ｔ２に供給される基準電ロミに応じて、ト
ランスＴＲの二次コイルｂに得られるパルスのオン期間
及び周波数が制御されて、出方端子Ｔ３に得られる出方
電圧が制御される。
又、過負荷時、即ぢトランスＴＲの二次コイルｂに流れ
る電流が所定値以上になると、トランジスタＱ１３がオ
ンとなり、抵抗器Ｒ１２及びＲ１６の接続中点の電圧は
共に接地電位に略等しくなさしめられる。このため、コ
ンバータの発振動作は停止トすることになる。そして、
トランジスタ。１３のコレクタは抵抗器Ｒ１２１Ｒｕ＋
の接続中点に接続されており、しかも過負荷時にはトラ
ンジスタＱ１３がオンになって、トランジスタＱ、２が
オンとなると共に、検出コイルＣに負パルスが発生して
も、これがダイオードｒ）１２によって１（１１止され
るから、］・ランジスタＱ１３のコレクタが負になって
これが逆トランジスタになる膚はなくなるから、１−ラ
ンジ１ スタＱ ｌ’ｌは過負荷時に確実にオフとなる。
る電流が所定値以上になると、トランジスタＱ１３がオ
ンとなり、抵抗器Ｒ１２及びＲ１６の接続中点の電圧は
共に接地電位に略等しくなさしめられる。このため、コ
ンバータの発振動作は停止トすることになる。そして、
トランジスタ。１３のコレクタは抵抗器Ｒ１２１Ｒｕ＋
の接続中点に接続されており、しかも過負荷時にはトラ
ンジスタＱ１３がオンになって、トランジスタＱ、２が
オンとなると共に、検出コイルＣに負パルスが発生して
も、これがダイオードｒ）１２によって１（１１止され
るから、］・ランジスタＱ１３のコレクタが負になって
これが逆トランジスタになる膚はなくなるから、１−ラ
ンジ１ スタＱ ｌ’ｌは過負荷時に確実にオフとなる。
尚、過負荷状態が解除されれば、直ちに発振動作は再開
する。
する。
電池ＢＴとして定格１２Ｖのカーバッテリーを使用した
場合、その電圧はその前後に大幅に変化する。しかし、
制御端子Ｔ２に供給する基準電圧を規定すれば、それに
応じて出力端子Ｔ３の出力電圧は一定値に保持される。
場合、その電圧はその前後に大幅に変化する。しかし、
制御端子Ｔ２に供給する基準電圧を規定すれば、それに
応じて出力端子Ｔ３の出力電圧は一定値に保持される。
例えば、電池ＢＴの電圧が＋１．０．５Ｖ、制御端子Ｔ
２に供給される基準電圧が＋８．５ｖの場合、出力端子
Ｔ３には−８，５■の出力電圧が得られる。
２に供給される基準電圧が＋８．５ｖの場合、出力端子
Ｔ３には−８，５■の出力電圧が得られる。
尚、入力電圧を負にしたとき、出力電圧が正となる極性
反転形のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用する場合
には、トランジスタＱ ｌ’ｌ〜Ｑ１３の導電形を夫々
逆にすると共に、電池ＢＴ及び整流用ダイオードＤ１ｔ
、Ｄｓ２の接続を第４図の逆にすれば良い。
反転形のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用する場合
には、トランジスタＱ ｌ’ｌ〜Ｑ１３の導電形を夫々
逆にすると共に、電池ＢＴ及び整流用ダイオードＤ１ｔ
、Ｄｓ２の接続を第４図の逆にすれば良い。
尚、上述の実施例は、極性反転形のＤＣ−ＤＣコンバー
タの場合であったが、本発明は極性非反転形のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにも適用出来る。そ３ ２ の場合には、先ず、整流用ダイオードＤ ｌ’ｌの接続
を第４図の逆にする。又、出力端子Ｔ３の出力電圧の逆
相電圧を得る回路手段（例えばエミッタ接地形のＮＰＮ
形トランジスタ）を設り、そのコレクタをｌ１ｌｉ ｔ
＋ｉ：器Ｒ１４を介してｌ・ランジスタＱ１２のベース
に接続するようにする。更に、出力端子Ｔ３に直列に電
流検出用の（ＩＬ抗器を接続すると共に、その抵抗器の
両端にＰＮＰ形トランジスタのエミッタ・ベース間を接
続し、その二ｚレクタをエミッタ接地形のＮ Ｐ Ｎ形
のトランジスタのベースに接続し、そのコレクタをトラ
ンジスタＱＩ３のベースに接続するようにすれば良い。
タの場合であったが、本発明は極性非反転形のＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータにも適用出来る。そ３ ２ の場合には、先ず、整流用ダイオードＤ ｌ’ｌの接続
を第４図の逆にする。又、出力端子Ｔ３の出力電圧の逆
相電圧を得る回路手段（例えばエミッタ接地形のＮＰＮ
形トランジスタ）を設り、そのコレクタをｌ１ｌｉ ｔ
＋ｉ：器Ｒ１４を介してｌ・ランジスタＱ１２のベース
に接続するようにする。更に、出力端子Ｔ３に直列に電
流検出用の（ＩＬ抗器を接続すると共に、その抵抗器の
両端にＰＮＰ形トランジスタのエミッタ・ベース間を接
続し、その二ｚレクタをエミッタ接地形のＮ Ｐ Ｎ形
のトランジスタのベースに接続し、そのコレクタをトラ
ンジスタＱＩ３のベースに接続するようにすれば良い。
次に、第５図を参１１Ｇシて、本発明の更に他の実施例
を説明する。本実施例は、出力電圧固定形のＤＣ−ＤＣ
コンバータに本発明を適用した場合である。以下に、第
５図を参照して、この実施例を説明するも、第５図に於
いて第４図と対応する部分には同一符号を付して重複説
明を省略する。
を説明する。本実施例は、出力電圧固定形のＤＣ−ＤＣ
コンバータに本発明を適用した場合である。以下に、第
５図を参照して、この実施例を説明するも、第５図に於
いて第４図と対応する部分には同一符号を付して重複説
明を省略する。
第５図のＤ Ｃ−Ｄ Ｃコンバータでは、第４図のＤＣ
−ＤＣコンバータに於い′ζ、１ランジスタＱ１２゜４ ｊｌｉマ制御端子Ｔ２．抵抗器Ｒ１’ｌ、Ｒ１４を省略
し、出力端子Ｔ３をツェナーダイオードＤｚのアノード
に接続し、そのカソードをトランジスタＱ １ｉのベー
スに接続するものである。
−ＤＣコンバータに於い′ζ、１ランジスタＱ１２゜４ ｊｌｉマ制御端子Ｔ２．抵抗器Ｒ１’ｌ、Ｒ１４を省略
し、出力端子Ｔ３をツェナーダイオードＤｚのアノード
に接続し、そのカソードをトランジスタＱ １ｉのベー
スに接続するものである。
この場合は、トランジスタＱ ｌ’ｉのベース・エミッ
タ間電圧をＶ Ｂｌｉ 、ツェナーダイオードＤｚのツ
ェナー電圧をＶｚとすると、出力電圧はＶＢＥ ＶＺに
固定される。
タ間電圧をＶ Ｂｌｉ 、ツェナーダイオードＤｚのツ
ェナー電圧をＶｚとすると、出力電圧はＶＢＥ ＶＺに
固定される。
尚、この場合は、過負荷時トランジスタＱ１３がオンに
なると、これによって直接トランジスタＱ １’１がオ
フになる。
なると、これによって直接トランジスタＱ １’１がオ
フになる。
この第５図のＤＣ−ＤＣコンバータに於いても、第４図
のＤＣ−ＤＣコンバータの変形例に対応する変形例が可
能である。
のＤＣ−ＤＣコンバータの変形例に対応する変形例が可
能である。
発明の効果
一ト述せる本発明によれば、過負荷時に発振用トランジ
スタに過電流が流れて、これが破損するのを確実に保護
することのできるＤＣ−ＤＣコンバータを得ることがで
きる。
スタに過電流が流れて、これが破損するのを確実に保護
することのできるＤＣ−ＤＣコンバータを得ることがで
きる。
５
第１図は先に提案したＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路
図、第２図はその説明に供する波形図、第３図は本発明
の説明に供するＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図、第
４図及び第５図は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの
各実施例を示す回路図である。 ＴＲはトランス、ａ、ｂ、ｃはそのトランスＴＲの一次
、二次及び検出コイル、０１１〜Ｃ１１３はトランジス
タ、Ｄ １’１は整流用ダイオード、Ｒ＋ｏ＝Ｒｔｓは
抵抗器、Ｄ１２は逆流防ｌに用ダイオードである。 ６
図、第２図はその説明に供する波形図、第３図は本発明
の説明に供するＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図、第
４図及び第５図は本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータの
各実施例を示す回路図である。 ＴＲはトランス、ａ、ｂ、ｃはそのトランスＴＲの一次
、二次及び検出コイル、０１１〜Ｃ１１３はトランジス
タ、Ｄ １’１は整流用ダイオード、Ｒ＋ｏ＝Ｒｔｓは
抵抗器、Ｄ１２は逆流防ｌに用ダイオードである。 ６
Claims (1)
- 一次コイル、二次コイル及び検出コイルを備えるトラン
スと、コレクタが上記−次コイルを通じて入力端子に接
続され、エミッタが接地されると共に、ベースが抵抗器
Ｒ＋ｓ及びＲ１２を順次通じて上記入力端子に接続され
、且つ抵抗器Ｒ１３，コンデンサＣ１６及び上記検出コ
イルを順次に通じて接地されたーの導電形のトランジス
タＱ１１と、上記抵抗器Ｒ１３及びコンデンサ０１６の
接続中点と上記抵抗器Ｒ１２及びＲＩＢの接続中点との
間に接続された逆流防止用ダイオードと、上記二次コイ
ルの一端及び出力端子間に接続された整流器と、上記出
力端子及び接地間に接続された事情回路と、上記出力端
子の出力電圧に関連し、上記入力端子に供給される入力
端子と極性の異なる電圧の得られる端子及び上記トラン
ジスタＱ １１のベース間に接続された抵抗素子と、エ
ミッタが接地され、コレクタが上記抵抗器Ｒ１２及びＲ
ｓｓの接続中点に接続されたーの導電形のトランジスタ
Ｑ１３と、−に記出力端子の負６；「電流を検出する検
出手段とを有し、上記逆流防１１―川トランジスタの順
方向降ト電圧は」−記トランジスタＱ口のベース・エミ
ッタ間電圧より小に選定され、ｌ−釦検出手段の検出出
力を上記トランジスタＱ１．３のベースに４１（給して
、常態に於いてオフのに記トランジスタＱ＋ａを過負荷
時にオンにするようにしたことを特徴とするＤ（、−Ｄ
Ｃコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13053683A JPS6022472A (ja) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13053683A JPS6022472A (ja) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6022472A true JPS6022472A (ja) | 1985-02-04 |
Family
ID=15036633
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13053683A Pending JPS6022472A (ja) | 1983-07-18 | 1983-07-18 | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6022472A (ja) |
-
1983
- 1983-07-18 JP JP13053683A patent/JPS6022472A/ja active Pending
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