JPS60245487A - モ−タ駆動制御回路 - Google Patents
モ−タ駆動制御回路Info
- Publication number
- JPS60245487A JPS60245487A JP59101908A JP10190884A JPS60245487A JP S60245487 A JPS60245487 A JP S60245487A JP 59101908 A JP59101908 A JP 59101908A JP 10190884 A JP10190884 A JP 10190884A JP S60245487 A JPS60245487 A JP S60245487A
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- Japan
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- signal
- signals
- circuit
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- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、モータ駆動制御回路に関し、特に、ビデオテ
ープレコーダのキャプスタンモータ等の回転速度サーボ
における誤差検出回数を増加させて高域の応答性の改善
を図ったものでるる。
ープレコーダのキャプスタンモータ等の回転速度サーボ
における誤差検出回数を増加させて高域の応答性の改善
を図ったものでるる。
モータの回転速度サーボのためのそ一夕回転検出方式の
一種として、いわゆるＦ’Ｇ信号を用いた通過計測型検
出方式が知られている。ここで、上記ＦＧ傷信号、モー
タの回転軸等に取り付けられた磁気リングの回転を、強
磁性金属磁気抵抗素子等を用いた磁気感応ヘッドにより
検出して得られる正弦波信号でロシ、例えばモータ回転
方向の正逆を検出する場合には、９０°位相差を有する
２つのＦＧ傷信号得るようにしている。また、上記通過
計測型の検出方式にかいては、一方のＦＧ傷信号ゼロク
ロス点から他方のＦＧ傷信号ゼロクロス点までの間隔を
計測し、エラーサンプリングを行っている。この通過計
測型検出方式は、磁気リングの着磁精度が悪くともエラ
ー検出が正確に行なえる利点がａる。
一種として、いわゆるＦ’Ｇ信号を用いた通過計測型検
出方式が知られている。ここで、上記ＦＧ傷信号、モー
タの回転軸等に取り付けられた磁気リングの回転を、強
磁性金属磁気抵抗素子等を用いた磁気感応ヘッドにより
検出して得られる正弦波信号でロシ、例えばモータ回転
方向の正逆を検出する場合には、９０°位相差を有する
２つのＦＧ傷信号得るようにしている。また、上記通過
計測型の検出方式にかいては、一方のＦＧ傷信号ゼロク
ロス点から他方のＦＧ傷信号ゼロクロス点までの間隔を
計測し、エラーサンプリングを行っている。この通過計
測型検出方式は、磁気リングの着磁精度が悪くともエラ
ー検出が正確に行なえる利点がａる。
ところで、９０°位相差を有する２つのＦＧ信号間のゼ
ロクロス間隔については、レベル上昇時（負から正へ）
とレベル下降時（正から負へ）とで１周期につき２回計
測できる。ところが、各ＦＧ傷信号それぞれ別のゼロク
ロス検出回路を通ることによって、ＦＧ傷信号対するゼ
ロクロス点の検出にばらつきが生じ、このため上記レベ
ル上昇時の各ゼロクロス間隔による前９０°のエラー検
出と上記レベル下降時の各ゼロクロス間隔による後９０
°のエラー検出と −の間にもばら つきが生ずることになって、計測回数を２回にする意味
がなくなる。したがって、従来においては１周期につき
１回の計測によシェラ−サンプリングを行っている。
ロクロス間隔については、レベル上昇時（負から正へ）
とレベル下降時（正から負へ）とで１周期につき２回計
測できる。ところが、各ＦＧ傷信号それぞれ別のゼロク
ロス検出回路を通ることによって、ＦＧ傷信号対するゼ
ロクロス点の検出にばらつきが生じ、このため上記レベ
ル上昇時の各ゼロクロス間隔による前９０°のエラー検
出と上記レベル下降時の各ゼロクロス間隔による後９０
°のエラー検出と −の間にもばら つきが生ずることになって、計測回数を２回にする意味
がなくなる。したがって、従来においては１周期につき
１回の計測によシェラ−サンプリングを行っている。
このような通過計測型検出方式においては、上記磁気リ
ングの着磁技術や上記磁気感応ヘッドの製造技術等の制
約より、簡単ＫＦＧの歯数を増加させることができない
ため、上記１周期につき１回のエラーサンプリングでは
、モータの回転数が低いときサーボの応答時間が長くな
り、例えばビデオテープレコーダのキャプスタンモータ
等に適用した場合に、ワウ・フラッタが劣化する原因と
なる。
ングの着磁技術や上記磁気感応ヘッドの製造技術等の制
約より、簡単ＫＦＧの歯数を増加させることができない
ため、上記１周期につき１回のエラーサンプリングでは
、モータの回転数が低いときサーボの応答時間が長くな
り、例えばビデオテープレコーダのキャプスタンモータ
等に適用した場合に、ワウ・フラッタが劣化する原因と
なる。
また、上記１周期につき１回のエラーサンプリング、例
えば各ＦＧａ号のレベル上昇時（負から正へ）のゼロク
ロス点間隔を計測していわゆる前９０°のエラーサンプ
リングを行う場合には、モータが逆方向回転するときの
各ＦＧ傷信号時間軸を反転した形態で得られるため、例
えば各ＦＧ傷信号反転処理した後に上記ゼロクロス間隔
の計測を行う必要が生じ、付加回路が必要となって回路
構成が複雑化するという欠点かめる。
えば各ＦＧａ号のレベル上昇時（負から正へ）のゼロク
ロス点間隔を計測していわゆる前９０°のエラーサンプ
リングを行う場合には、モータが逆方向回転するときの
各ＦＧ傷信号時間軸を反転した形態で得られるため、例
えば各ＦＧ傷信号反転処理した後に上記ゼロクロス間隔
の計測を行う必要が生じ、付加回路が必要となって回路
構成が複雑化するという欠点かめる。
本発明は、上述の実情に鑑み、モータ回転検出用ＦＧの
歯数を増加することなく見かけ上のエラーサンプリング
回数を２倍とすることができ、サーボループの高域特性
を改善できるのみならず、モータの回転方向が順方向、
逆方向のいずれの場合にも同一回路でエラーサンプリン
グが行え、回路構成を簡略化できるようなモータ駆動制
御回路の提供を目的とする。
歯数を増加することなく見かけ上のエラーサンプリング
回数を２倍とすることができ、サーボループの高域特性
を改善できるのみならず、モータの回転方向が順方向、
逆方向のいずれの場合にも同一回路でエラーサンプリン
グが行え、回路構成を簡略化できるようなモータ駆動制
御回路の提供を目的とする。
すなわち、本発明に係るモータ駆動制御回路の特徴は、
モータ回転を検出して得られた９０’の位相差ケ有する
第１、第２のＦＧ傷信号入力さｎ１上記第１、第２のＦ
Ｇ侶号の各立上シゼロクロス間隔に基〈エラーサンプリ
ングおよびホールドと、上記第１、第２のＦＧ傷信号各
立下シゼロクロス間隔に基くエラーサンプリングおよび
ホールドとをそれぞれ独立に行い、得られた各エラー信
号會例えば加算等によシ合成してモータ駆動制御信号を
得ることでらる。したがって、ＦＧ傷信号１周期につき
、立上シゼロクロス側の前９０’エラーと、立下シゼロ
クロス側の後９０°エラーとの２回のエラーサンプリン
グが行え、それぞわ独立にサンプリングホールドした後
に加算等によシ合成しているため、各ＦＧ＠号のゼロク
ロス検出誤差による前後９０°のエラーのばらつきは平
均化され、サーボ特性に悪影響を与えない。
モータ回転を検出して得られた９０’の位相差ケ有する
第１、第２のＦＧ傷信号入力さｎ１上記第１、第２のＦ
Ｇ侶号の各立上シゼロクロス間隔に基〈エラーサンプリ
ングおよびホールドと、上記第１、第２のＦＧ傷信号各
立下シゼロクロス間隔に基くエラーサンプリングおよび
ホールドとをそれぞれ独立に行い、得られた各エラー信
号會例えば加算等によシ合成してモータ駆動制御信号を
得ることでらる。したがって、ＦＧ傷信号１周期につき
、立上シゼロクロス側の前９０’エラーと、立下シゼロ
クロス側の後９０°エラーとの２回のエラーサンプリン
グが行え、それぞわ独立にサンプリングホールドした後
に加算等によシ合成しているため、各ＦＧ＠号のゼロク
ロス検出誤差による前後９０°のエラーのばらつきは平
均化され、サーボ特性に悪影響を与えない。
以下、本発明に係るモータ駆動制御回路の好ましい実施
例について、図面を参照しながら説明する。
例について、図面を参照しながら説明する。
第１図において、モータ１の回転軸２に取シ付けらｔた
磁気リング３には、回転方向に沿って複数の磁極が着磁
形成されておシ、この磁気リング３の磁極を、例えば強
磁性金属磁気抵抗素子等を用いて成る磁気感応へノド４
によシ検出している。
磁気リング３には、回転方向に沿って複数の磁極が着磁
形成されておシ、この磁気リング３の磁極を、例えば強
磁性金属磁気抵抗素子等を用いて成る磁気感応へノド４
によシ検出している。
こＭの磁気感応へノド４からは、第２図Ａ、 Ｂに示す
ように、位相差が９０°の略正弦波形状を有する第１、
第２のＦＧ傷信号それぞれ出力されている。こわらの第
１、第２のＦＧ傷信号、例えばレベル弁別回路等よ構成
るゼロクロス検出用の波形整形回路５，６にそれぞれ送
られ、第２図０１ＤＫ示すような矩形波パルス信号とな
って、排他的論理和（エクスクル−シブＯＲ）回路７に
送うれている。ここで、第２図Ｃ，Ｄの各パルス４８
号の立上りが第２図Ａ、Ｂの各ＦＧ傷信号レベル上昇時
のゼロクロスｃ以下立上シゼロクロスという。
ように、位相差が９０°の略正弦波形状を有する第１、
第２のＦＧ傷信号それぞれ出力されている。こわらの第
１、第２のＦＧ傷信号、例えばレベル弁別回路等よ構成
るゼロクロス検出用の波形整形回路５，６にそれぞれ送
られ、第２図０１ＤＫ示すような矩形波パルス信号とな
って、排他的論理和（エクスクル−シブＯＲ）回路７に
送うれている。ここで、第２図Ｃ，Ｄの各パルス４８
号の立上りが第２図Ａ、Ｂの各ＦＧ傷信号レベル上昇時
のゼロクロスｃ以下立上シゼロクロスという。
）に対応し、また上記各パルス信号の立下シが各１０ｍ
号Ａ、ｓのレベル下降時のゼロクロスＣ以下立下シゼロ
クロスという。）に対応している。
号Ａ、ｓのレベル下降時のゼロクロスＣ以下立下シゼロ
クロスという。）に対応している。
排他的論理和回路７は、これら第２図Ｃ，Ｄのパルス信
号の排他的論理和をとることにょシ、第２図Ｅに示すよ
うなパルス信号勿出力し、このバルス信号Ｅをモノマル
チ回路８およびゲートパルス発生回路１０゛に送ってい
る。この第２図Ｍのパルス信号は、立上りが上記第１の
ＦＧ他信号第２図へ）のゼロクロスに、また立下りが上
記第２０ＦＧ信号（第２図Ｍ）のゼロクロスに、それぞ
れ対応している。
号の排他的論理和をとることにょシ、第２図Ｅに示すよ
うなパルス信号勿出力し、このバルス信号Ｅをモノマル
チ回路８およびゲートパルス発生回路１０゛に送ってい
る。この第２図Ｍのパルス信号は、立上りが上記第１の
ＦＧ他信号第２図へ）のゼロクロスに、また立下りが上
記第２０ＦＧ信号（第２図Ｍ）のゼロクロスに、それぞ
れ対応している。
次に、モノマルチ回路８は、上記排他的論理和回路７か
らのパルス信号（第２図Ｍ）の立上シ、すなわち上記第
１のＦＧ他信号ゼロクロスのタイミングでトリガされ、
上記９０°の位相差に対応する時間よシもやや短かいパ
ルス幅の第２図Ｍに示すようなパルス信号を出力し、こ
のパルス信号を台形波（めるいは傾斜波）発生回路９に
送っている。この台形波発生回路９は、第２図Ｍのパル
ス信号の立下り時点よシ時間経過に伴ってレベルが上昇
する傾斜部ＳＬを有する第２図Ｇに示すような台形波信
号を出力する。この台形波信号（第２図Ｇ）の傾斜部Ｓ
Ｌの傾きに応じてエラー検出精度が決定されるわけであ
るが、本実施例においては、モノマルチ回路８により台
形波信号の傾斜部ＳＬの開始タイミングにいわゆるオフ
セントをもたせ、上記第１のＦＧ他信号ゼロクロス時点
よシ略９０’の位相差時間だけ経過した時点近傍に傾斜
部ＳＬを配しているため、傾きを急峻にでき、高精度の
エラー検出を可能としている。この台形波信号は、上記
立上りゼロクロス間隔測定による前９０°のエラー検出
、および上記立下りゼロクロス間隔測定による後９０°
のエラー検出に共用されるようになっている。
らのパルス信号（第２図Ｍ）の立上シ、すなわち上記第
１のＦＧ他信号ゼロクロスのタイミングでトリガされ、
上記９０°の位相差に対応する時間よシもやや短かいパ
ルス幅の第２図Ｍに示すようなパルス信号を出力し、こ
のパルス信号を台形波（めるいは傾斜波）発生回路９に
送っている。この台形波発生回路９は、第２図Ｍのパル
ス信号の立下り時点よシ時間経過に伴ってレベルが上昇
する傾斜部ＳＬを有する第２図Ｇに示すような台形波信
号を出力する。この台形波信号（第２図Ｇ）の傾斜部Ｓ
Ｌの傾きに応じてエラー検出精度が決定されるわけであ
るが、本実施例においては、モノマルチ回路８により台
形波信号の傾斜部ＳＬの開始タイミングにいわゆるオフ
セントをもたせ、上記第１のＦＧ他信号ゼロクロス時点
よシ略９０’の位相差時間だけ経過した時点近傍に傾斜
部ＳＬを配しているため、傾きを急峻にでき、高精度の
エラー検出を可能としている。この台形波信号は、上記
立上りゼロクロス間隔測定による前９０°のエラー検出
、および上記立下りゼロクロス間隔測定による後９０°
のエラー検出に共用されるようになっている。
次（（、ゲートパルス発生回路１０は、上記第２のＦＧ
他信号第２図Ｍ）の立上りゼロクロスを検出した第１の
ゲートパルス（第２図Ｋ）および立下シゼロクロスを検
出した第２のゲートパルス（第２図Ｍ）を出力するもの
でらり、これらのゲートパルδによシ上記台形波信号（
第２図Ｇ）の傾斜部ＳＬのレベルをサンプリングホール
ドすることによシェラ−検出が行わわる。
他信号第２図Ｍ）の立上りゼロクロスを検出した第１の
ゲートパルス（第２図Ｋ）および立下シゼロクロスを検
出した第２のゲートパルス（第２図Ｍ）を出力するもの
でらり、これらのゲートパルδによシ上記台形波信号（
第２図Ｇ）の傾斜部ＳＬのレベルをサンプリングホール
ドすることによシェラ−検出が行わわる。
ここで、ゲートパルス発生回路１０の具体例としては、
モノマルチ回路１１によシ上記第２図Ｅのパルス信号の
立下り、すなわち上記第２のＦＧ他信号ゼロクロスを検
出するようになし、このモノマルチ回路１１から得られ
た第２図Ｍに示すパルスを２個のＡＮＤ回路１３，１４
にそれぞれ送っておシ、これらの２個のＡＮＤ回路１３
および１４には、第２図Ｍのパルス信号の立上シにニジ
トリガされるフリンブフロクプ回路１２からのＱ出力（
第２図工）およびＱ出力（第２図Ｊ）をそれぞｎ供給す
ることによって、上記第２図Ｈのパルスより上記第１の
ゲートパルス（第２図Ｋ）と上記第２のゲートパルス（
第２図Ｍ）とを分離し１取り出している。
モノマルチ回路１１によシ上記第２図Ｅのパルス信号の
立下り、すなわち上記第２のＦＧ他信号ゼロクロスを検
出するようになし、このモノマルチ回路１１から得られ
た第２図Ｍに示すパルスを２個のＡＮＤ回路１３，１４
にそれぞれ送っておシ、これらの２個のＡＮＤ回路１３
および１４には、第２図Ｍのパルス信号の立上シにニジ
トリガされるフリンブフロクプ回路１２からのＱ出力（
第２図工）およびＱ出力（第２図Ｊ）をそれぞｎ供給す
ることによって、上記第２図Ｈのパルスより上記第１の
ゲートパルス（第２図Ｋ）と上記第２のゲートパルス（
第２図Ｍ）とを分離し１取り出している。
次に、上記台形波発生回路９からの第２図Ｇの台形波信
号が２個のサンプリングゲー）回路１５゜１６に供給さ
れるとともに、これらのサンプリングゲート回路１５お
よび１６の各ゲート制御端子に上記ゲートパルス発生回
路１０からの第１のゲートパルス（第２図Ｋ）および第
２のゲートパルス（第２図Ｍ）がそれぞれ供給されるこ
とによって、対応するタイミングでの台形波信号（第２
図Ｇ）のレベルがそれぞれサンプル逼れる。これらのサ
ンプリングゲート回路１５．１６からのエラー信号は、
それぞれホールド用コンデンサ１７゜１８に供給されて
ホールドされることによシ、第２図Ｍ、Ｎに示すような
エラーサンプリングホールド出力となり、それぞれバッ
ファアンプ１９゜２０を介して加算器２１に送られる。
号が２個のサンプリングゲー）回路１５゜１６に供給さ
れるとともに、これらのサンプリングゲート回路１５お
よび１６の各ゲート制御端子に上記ゲートパルス発生回
路１０からの第１のゲートパルス（第２図Ｋ）および第
２のゲートパルス（第２図Ｍ）がそれぞれ供給されるこ
とによって、対応するタイミングでの台形波信号（第２
図Ｇ）のレベルがそれぞれサンプル逼れる。これらのサ
ンプリングゲート回路１５．１６からのエラー信号は、
それぞれホールド用コンデンサ１７゜１８に供給されて
ホールドされることによシ、第２図Ｍ、Ｎに示すような
エラーサンプリングホールド出力となり、それぞれバッ
ファアンプ１９゜２０を介して加算器２１に送られる。
加算器２１からは第２図０に示すような加算出力が得ら
れ、この出力はアンプ２２を介しモータ駆動回路２３に
送られて、モータ１を駆動制御する。
れ、この出力はアンプ２２を介しモータ駆動回路２３に
送られて、モータ１を駆動制御する。
以上のような構成を有するモータ駆動制御回路によれば
、上記第１、第２のＦＧ他信号各立上９ゼロクロス間の
前９０°エラーと各立下シゼロクロス間の後９０°エラ
ーとを、そねぞわ独立にサンプリングホールドし、その
後加算合成している。したがって、第１のＦＧ他信号ゼ
ロクロス検出と第２のＦＣ信号のゼロクロス検出とにば
らつきが生ずることによって上記前９０°エラーと後９
０°エラーとの間に差が生じた場合でも、これらを七〇
それ独立にサンプリングホールドした後加算合成してい
るため、上記前後９０°のエラー差は平均化によって解
消される。これは、回転検出用ＦＧの歯数らるいはＦＧ
傷信号周波数を変えることなく、見かけ上のエラーサン
プリング回数を２倍にすることと同等でアシ、サーボル
ープの高域の応答特性を大幅に改善できる。また、各Ｆ
Ｇ傷信号ゼロクロス点の温度変動による誤差、各種素子
のばらつきによる誤差等も上述と同様に平均化されて軽
減される。さらに、ＦＧ傷信号前９０’エラーおよび後
９０°エラーの双方をサンプリングしているため、モー
タの回転方向が逆（リバース回転）となった場合でも同
じ回路で、すなわち何らの付加回路を設けることなく、
正常なモータ駆動制御が可能でアシ、その分団路を簡略
化できローコスト化が図れる。
、上記第１、第２のＦＧ他信号各立上９ゼロクロス間の
前９０°エラーと各立下シゼロクロス間の後９０°エラ
ーとを、そねぞわ独立にサンプリングホールドし、その
後加算合成している。したがって、第１のＦＧ他信号ゼ
ロクロス検出と第２のＦＣ信号のゼロクロス検出とにば
らつきが生ずることによって上記前９０°エラーと後９
０°エラーとの間に差が生じた場合でも、これらを七〇
それ独立にサンプリングホールドした後加算合成してい
るため、上記前後９０°のエラー差は平均化によって解
消される。これは、回転検出用ＦＧの歯数らるいはＦＧ
傷信号周波数を変えることなく、見かけ上のエラーサン
プリング回数を２倍にすることと同等でアシ、サーボル
ープの高域の応答特性を大幅に改善できる。また、各Ｆ
Ｇ傷信号ゼロクロス点の温度変動による誤差、各種素子
のばらつきによる誤差等も上述と同様に平均化されて軽
減される。さらに、ＦＧ傷信号前９０’エラーおよび後
９０°エラーの双方をサンプリングしているため、モー
タの回転方向が逆（リバース回転）となった場合でも同
じ回路で、すなわち何らの付加回路を設けることなく、
正常なモータ駆動制御が可能でアシ、その分団路を簡略
化できローコスト化が図れる。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、例えば台形波発生の代シに三角波あるいは鋸歯状波
を発生するようにしてもよく、また、ゲートパルス発生
回路の具体的構成も図示のものに限定されない。さらに
、ＦＧ傷信号発生手段としても、磁気的なもの以外に、
光学的なものを用いてもよい。
く、例えば台形波発生の代シに三角波あるいは鋸歯状波
を発生するようにしてもよく、また、ゲートパルス発生
回路の具体的構成も図示のものに限定されない。さらに
、ＦＧ傷信号発生手段としても、磁気的なもの以外に、
光学的なものを用いてもよい。
本発明に係るモータ駆動制御回路によれば、ＦＧ傷信号
１周期につき２回のエラーサンプリングを行ってサーボ
ループの高域特性を改善できるのみならず、付加回路を
用いずにモータの回転方向が正、逆の場合の駆動制御を
実現でき、簡単な回路構成によるローコスト化が図れる
。
１周期につき２回のエラーサンプリングを行ってサーボ
ループの高域特性を改善できるのみならず、付加回路を
用いずにモータの回転方向が正、逆の場合の駆動制御を
実現でき、簡単な回路構成によるローコスト化が図れる
。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック回路図、第２
図は第１図の回路の動作を説明するためのタイムチャー
トである。 ５．６・・・波形整形回路 ７・・・排他的論理和回路 ８・・・モノマルチ回路 ９・・・台形波発生回路 １０・・・ゲートパルス発生回路 １５．１６・・・サンプリングゲート回路１７．１８・
・・ホールト用コンデンサ２１・・・加算器 特許出願人 ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 １） 村 榮 −
図は第１図の回路の動作を説明するためのタイムチャー
トである。 ５．６・・・波形整形回路 ７・・・排他的論理和回路 ８・・・モノマルチ回路 ９・・・台形波発生回路 １０・・・ゲートパルス発生回路 １５．１６・・・サンプリングゲート回路１７．１８・
・・ホールト用コンデンサ２１・・・加算器 特許出願人 ソニー株式会社 代理人 弁理士 小 池 晃 同 １） 村 榮 −
Claims (1)
- モータ回転を検出して得られた９０’の位相差を有する
第１、第２のＦＧ傷信号入力され、上記第１、第２のＦ
Ｇ侶号の各立上シゼロクロス間隔に基くエラーサンプリ
ングおよびホールドと、上記第１、第２のＦＣ信号の各
立下シゼロクロス間隔に基くエラーサンプリングおよび
ホールドとをそれぞれ独立に行い、得られた各エラー信
号を合成してモータ駆動制御信号を得ることを特徴とす
るモータ駆動制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59101908A JPS60245487A (ja) | 1984-05-21 | 1984-05-21 | モ−タ駆動制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59101908A JPS60245487A (ja) | 1984-05-21 | 1984-05-21 | モ−タ駆動制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60245487A true JPS60245487A (ja) | 1985-12-05 |
| JPH0576271B2 JPH0576271B2 (ja) | 1993-10-22 |
Family
ID=14313004
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59101908A Granted JPS60245487A (ja) | 1984-05-21 | 1984-05-21 | モ−タ駆動制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60245487A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04255486A (ja) * | 1991-02-05 | 1992-09-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ｖｔｒのキャプスタンモータ速度検出機構 |
-
1984
- 1984-05-21 JP JP59101908A patent/JPS60245487A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04255486A (ja) * | 1991-02-05 | 1992-09-10 | Mitsubishi Electric Corp | Ｖｔｒのキャプスタンモータ速度検出機構 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0576271B2 (ja) | 1993-10-22 |
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