JPS6024679B2 - 同期機の逆起電圧補償制御方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、同期機の逆起電圧補償制御方式に関するも
のであり、特にサイクロコンバータ等で駆動される同期
電動機の逆起電圧を演算しこれを補償制御する方式に関
するものである。

一般に、同期電動機の駆動系にサィクロコンバータを使
用する場合、サィクロコンバータの出力周波数を１０Ｈ
Ｚ以上とし、電源周波数の１／３畠度まで次第に上げて
いくと、サィクロコンバータの出力電流の追従特性が悪
化してくることが知られている。

これは、電流制御系の応答性、サィリスタコンバータの
周波数分解能および逆起電圧の電圧増分等に起因してい
る。すなわち、サィクロコンバータの出力周波数が高く
なるに従い、同期電動機の逆起電圧も大きくなり、サィ
クロコンバータはこの逆起電圧に見合った出力電圧を出
そうとするため、その制御信号が大振幅となりかつ出力
の周波数で正弦波状に変化する。従って、この種の同期
電動機の駆動系においては、できるだけ出力の周波数を
上げ、電流を指令値通りに追従させ得ることが望まれる
。

このため、従来においては、電流指令値に前記逆起電圧
分の補償を加えてサィクロコンバータの電流指令とした
り、電流調節器の出力側に前記逆起電圧分の補償を加え
てサィクロコンバータを制御する方式等が提案され実施
されている。第１図は、前記電流調節器の出力側に逆起
電圧分の補償を加える従釆の制御方式を実施する回路図
を示す。

すなわち、第１図において、参照符号１０は同期電動機
、１２はサィクロコンバータを示し、それぞれ１相分の
結線につき簡略化して示したものである。サィクロコン
バータ１２の制御系は、電流指令演算器１４、電流調節
器１６、一点弧位相讃節器１８およびパルス増幅器２０
を備える。電流指令演算器１４は、ユニット正弦波信号
（１・ｓｉｎ）からなる一方の電流指令と、波高値（Ｉ
Ｐ）からなる他方の電流指令とを掛け算して電流指令を
得るものである。なお、ユニット正弦波信号（１・ｓｉ
ｎ）は、位置検出器等の信号を同期整形して理想的な正
弦波とした信号である。しかるに、前記電流指令演算器
１４で得られた電流指令は、電流調節器１６、点弧位相
調節器１８およびパルス増幅器２０を順次経てサィクロ
コンバータ１２を制御する。この場合、同期電動機１０
の逆起電圧を補償するために、サイクロコンバータ１２
の出力側に電圧検出器２２および電流検出器２４をそれ
ぞれ設けて、出力電圧（Ｅｃ）と出力電流（１）とを検
出する。このようにして、検出された出力電圧（Ｅｃ）
と出力電流（１）とを逆起電圧演算器２６に入力して、
逆起電圧（ＥＭ）を次式により微分演算を行う。ＥＮ＝
ＢＣ−（Ｌ鼓十Ｒ耳） …‘１｝但し、Ｌ， Ｒは
負荷ィンピダンスを示し、１はリアクトル分、Ｒは抵抗
分である。

そこで、前記式‘１’で得られた逆起電圧（ＥＮ）に見
合った制御信号を電流調節器１６の出力側に加算（正帰
還）して、電流調節系（電流検出器２４で検出された出
力電流（１）を電流指令演算器１４の出力側に負帰還さ
せる）とは独立に補助制御を行う。

この結果、電流調節器１６は、負荷インピーダンス（Ｌ
， Ｒ）分に見合った小振幅の動作のみ行えばよいこと
になる。なお、実用上においては、先の式【１’を簡略
化して、ＥＭニＥｏとみなし、電圧検出器２２によって
検出される出力電圧（Ｅｃ）を直接的に正帰還させるこ
とが多い。前述した従来の制御方式において、サィクロ
コンバータ１２は、順逆変換器を毎サイクル切換えて所
望の交流出力電圧および電流を発生するよう動作するも
のであるから、順逆変換器の切換動作において電流のい
まり込みを良くしかつ切換むだ時間を短縮するため、通
常パルスシフトの操作が行われる。このため、サイクロ
コンバータの出力電圧に短いヒゲ状の電圧が現われたり
、また出力電圧および電流には必ず有限の切換むだ時間
が存在し、理想的な正弦波とはならない欠点がある。こ
のような実際的に発生するサィクロコンバータの出力電
圧および電流の波形歪みに対し、従来方式においては逆
起電圧演算結果の出力に前記波形歪みに起因する歪みを
具え、望ましい制御信号を得ることはできない。場合に
よっては、前記逆起電圧の演算結果は、さらに制御の悪
化を招いて不安定な制御となることすらある。また、こ
のような問題を解決するため、例えば逆起電圧の演算結
果をフィル夕に掛けることも考えられるが、この場合に
は位相ずれが生じて、前記と同様に望ましい制御は不可
能となる。そこで、本発明者等は、前記従来における同
期電動機の制御方式における問題点を全て克服すべく種
々検討並びに試作を重ねた結果、サィクロコンバータの
電流制御系における電流指令の位相が逆起電圧の位相と
略同位相にあることを利用し、電流制御系に供給される
ユニット正弦波電流とサィクロコンバータの出力電圧を
整流して得られる実効値とを乗算器により掛け算して逆
起電圧を演算し、この逆起電圧に相当する制御信号を電
流制御系の電流調節器の出力に加算、すなわち正帰還す
ることにより、前記問題点を一挙に解消し、後述するよ
うに逆起電圧の補償制御を有効に達成し得ることを突き
止めた。

従って、本発明の目的は、理想的な正弦波となるような
逆起電圧の演算を行い、同期機の駆動系における逆起電
圧の安定した補償制御を達成することができる制御方式
を提供するにある。

前記の目的を達成するため、本発明においては、所定の
電源を可変周波数変換装置を介して同期機に後続し、可
変周波数変換装置に電流制御系を接続してなる同期機の
駆動方式において、電流制御系の電流指令と可変周波数
変換装置の出力電圧を整流して得られる実効値とを乗算
器に入力して逆起電圧を演算し、この逆起電圧に相当す
る制御信号を電流制御系に正帰還することを特徴とする
。

前記の逆起電圧補償制御方式において、可変周波数変換
装置はサィクロコンバ−夕で構成することができる。

また、電流制御系は、電流指令演算器、電流調節器、点
弧位相調節器、パルス増幅器を備え、逆起電圧に相当す
る制御信号を電流調節器の出力に加算するよう礎成すれ
ば好適である。

さらに、逆起電圧を演算する乗算器は、電流制御系の電
流指令演算器に供給されるユニット正弦波信号と、可変
周波数変換装置の出力電圧をダイオードおよびフィル夕
を介して得られる実効値とを入力して掛け算を行うよう
構成すれば好適である。

次に、本発明に係る同期機の逆起電圧補償制御方式の実
施例につき、添付図面を参照しながら以下詳細に説明す
る。

なお、説明の便宜上第１図に示す従来の制御回路と同一
の構成部分については同一の参照符号を付してその詳細
な説明を省略する。第２図は、本発明制御方式の一実施
例を示す制御回路である。

本実施例においては、第１図に示す従来の制御回路に設
けた逆起電圧演算器に代えて、サイクロコンバータ１２
の出力側に設けた電圧検出器２２で検出された電圧（Ｅ
ｃ）を整流ダイオード２８、検出フィル夕３０および乗
算器３２をそれぞれ設けて逆起電圧を演算するよう構成
したものである。すなわち、本実施例では、同期電動機
の駆動系において、逆起電圧が電流指令の位相と略一致
していることを利用し、一方において電流指令演算器１
４に供給される理想的な正弦波であるユニット正弦波電
流指令（１・ｓｉｎ）を前記乗算器３２に入力し、他方
において前記電圧検出器２２で得られる瞬時の出力電圧
（Ｅｃ）を整流ダイオード２８で整流した後、検出フィ
ル夕３０を介して充分フィル夕をかけて実効的（平均的
）な値にした出力電圧を乗算器３２に入力し、この乗算
器において掛け算を行って逆起電圧を演算するものであ
る。すなわち、この種の同期電動機はいわゆる無整流子
電動機として運転され、電流指令の位相（／ｓｉｎ）は
磁極位置角度（したがって逆起電圧位相）に基づいて与
えられることにより、負荷力率が略１で運転され、この
ことは逆起電力位相と電流位相とが一致することを意味
する。したがって、電流位相は電流制御系により指令さ
れた位相（／ｓｉｎ）通りに制御されることを考え合せ
ることにより、逆起電力の大きさ（実効値）さえ検出で
きれば、これと電流指令の位相信号（正弦波信号）とを
選算して逆起電力の瞬時値が求まることになる。第２図
による実施例では、負荷インピーダンスによる電圧虫峯
下分を無視できるとして、逆起電力の実効値の代わりに
出力電圧の実効値を用いている。この場合、逆起電圧は
、同期電動機１０の回転速度に比例する程の時定数の大
きなものであることから、前記検出フィル夕３０を使用
することは何ら支障とならない。このようにして、乗算
器３２で演算された逆起電圧に基づいて得られた制御信
号を、従来と同様に電流調節器１６の出力側に加算（正
帰還）して、サイクロコンバータ１２における逆起電圧
による補償制御を達成することができる。すなわち「本
発明方式は、サィクロコンバータ１２の電流指令の位相
が逆起電圧の位相と略同位相にあることを利用して、位
相成分は電流指令を利用し、振幅成分は検出、演算等の
方法で規定し、これら両信号の単純な掛け算により逆起
電圧を演算し、この逆起電圧に基づいて得られた制御信
号を電流調節器１６の出力側に加算して逆起電圧の補償
制御を有効に達成することができる。なお、第２図に示
す実施例において、乗算器３２におけるユニット正弦波
電流指令と掛け合わせる他方の逆起電圧の規定の仕方に
種々の方法を採用することができる。

例えば、逆起電圧を検出して演算の上規定するのではな
く、逆起電氏に相当する速度指令があれば、この速度指
令を使用して補償制御ループを構成してもよい。また、
速度検出器が存在する時には、この速度検出器を使用し
てもよい。さらに、必要に応じて、第３図に示すように
、微分演算器３４を設けて、この微分演算器３４に電流
指令演算器１４で得られた電流指令を入力して微分演算
し、この微分演算出力を前記乗算器３２で得られる制御
信号とを加算して電流調節器１６の出力側に加算するよ
う構成して、負荷インピーダンスの補償も行うことがで
きる。なお、この場合に使用する微分演算器３４は、入
力の電流指令が理想的な正弦波であるため、演算出力も
理想的な正弦波となり、制御系が不安定となることはな
い。前述した実施例から明らかなように、本発明によれ
ば、制御信号を得るために演算される逆起電圧は理想的
な正弦波となるため、この制御信号を電流調節器の出力
側に加算（正帰還）して補償制御ル−プを構成しても、
制御系に何ら悪い影響を及ぼすことなく、安定した逆起
電圧の補償制御を達成することができる。

すなわち、本発明方式では、従来方式のような微分演算
器を含まないため、本質的に安定して演算動作を行う。
また、本発明方式は、従来方式のように３相の出力電圧
を個別に検出する必要がなく、実効的な値を求めること
から本質的に検出器を１個設ければよく、構成が極めて
簡単となる利点を有する。以上、本発明の好適な実施例
について説明したが、本発明は前述したサィクロコンバ
ータで駆動される通常の回転形同期電動機に適用し得る
ばかりでなく、リニアシンクロナスモータにも適用する
ことができ、さらには可変電圧可変周波数の電源で駆動
する各種同期電動機の逆起電圧補償制御にも応用するこ
とができる。

その他、本発明の精神を逸脱しない範囲内において種々
の設計変更をなし得ることは勿論である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の同期電動機の逆起電圧補償制御方式を示
す回路図、第２図は本発明に係る同期機の逆起電圧補償
制御方式の−実施例を示す回路図、第３図は本発明方式
の変形例を示す回路図である。 １０・・・・・・同期電動機、１２…・・・サィクロコ
ンバータ、１４・・…・電流指令演算器、１６・・・・
・・電流調節器、１８・・・・・・点弧位相調節器、２
０・・・・・・パルス増幅器、２２・・・・・・電圧検
出器、２４・・・・・・電流検出器、２６・・・・・・
逆起電圧演算器、２８・・・・・・整流ダイオード、３
０……検出フィル夕、３２…・・・乗算器、３４・・・
・・・微分演算器。 ＦＩＧ．Ｉ ＦＩＧ．２ ｎ ○ い

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 所定の電源を可変周波数変換装置を介して同期機に
   接続し、可変周波数変換装置に電流制御系を接続してな
   る同期機の駆動方式において、電流制御系の電流指令と
   可変周波数変換装置の出力電圧を整流して得られる実効
   値とを乗算器に入力して逆起電圧を演算し、この逆起電
   圧に相当する制御信号を電流制御系に正帰還することを
   特徴とする同期機の逆起電圧補償制御方式。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の逆起電圧補償制御方式
   において、可変周波数変換装置はサイクロコンバータか
   らなる同期機の逆起電圧補償制御方式。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項記載の逆起電圧
   補償制御方式において、電流制御系は、電流指令演算器
   、電流調節器、点弧位相調節器、パルス増幅器を備え、
   逆起電圧に相当する制御信号を電流調節器の出力に加算
   するよう構成してなる同期機の逆起電圧補償制御方式。 ４ 特許請求の範囲第１項乃第３項のいずれかに記載の
   逆起電圧補償制御方式において、逆起電圧を演算する乗
   算器は、電流制御系の電流指令演算器に供給されるユニ
   ツト正弦波電流と、可変周波数変換装置の出力電圧をダ
   イオードおよびフイルタを介して得られる実効値とを入
   力して掛け算を行うことからなる同期機の逆起電圧補償
   制御方式。