JPS6029246B2 - 帰還型増幅回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は初段トランジスタのベースを入力とし、この初
段トランジスタのコレクタを後段トランジスタのベース
に接続し、この後段トランジスタのコレクタを極生の異
なるトランジスタ群からなるコンブリメンタリ回路に加
え、そのコンブリメンタリ回路の出力端を初段トランジ
スタのェミッタに帰還抵抗を介して接続し、直流帰還を
かけるように構成した帰還型増幅回路に関し、とくに上
記初段トランジスタのェミッタとアース間に挿入される
コンデンサが４・容量であっても良好な周波数特性を得
ることができ、かつ大入力信号時にクリップされる出力
波形の非対称性を改善することを目的とするものである
。

一般に帰還型増幅回路として第１図に示すような構成の
ものが知られている。

第１図中、Ｃ，は直流阻止用コンデンサ、Ｒ，，Ｒ２は
ベースバイアス抵抗、Ｒ３はトランジスタＱ，のコレク
夕抵抗、Ｄは出力トランジスタＱ４，Ｑ５のバイアスエ
ミツタ電流を決めるダイオードであり、温度補償を兼ね
ている。Ｒ６はトランジスタＱ２の負荷抵抗、Ｃ３，Ｒ
７はブートストラップ回路を構成するコンデンサ及び抵
抗であり、負荷抵抗Ｒ６の交流インピーダンスを等価的
に大きくする働きを有している。Ｒ８は出力トランジス
タＱ４，Ｑ５の保護抵抗であり、これら出力トランジス
タＱとＱは極性の異なるトランジスタよりなりコンブリ
メンタリ回路を構成している。Ｃ４は直流阻止用コンデ
ンサ、Ｒ４は直流帰還抵抗、Ｒ５，Ｒ９は交流帰還用抵
抗、Ｃ２は直流阻止用コンデンサ、Ｇは高城安定化用コ
ンデンサである。次に上記回路の動作について説明する
。

まず、直流動作について説明すると、初段トランジスタ
Ｑ，のベース電圧Ｖ，は電源電圧Ｖを抵抗Ｒ，とＲ２で
分割した電圧Ｖ．＝支署宅Ｖ であり、その初段トランジスタＱ，のェミツタ電流１は
１≠晋（ＶＢＥ：トランジスタのベースーェミツタ間電
＊圧でほぼ０．６Ｖである）であり、よって出力段の直
流電圧Ｖ２は Ｖ２：Ｖ．−ＶＢＥ−ＩＲ４；Ｒ；害毒Ｖ−Ｖ班（・十
鷲）である。

そして、通常Ｖ２＝享Ｖとなるように抵抗Ｒ，，Ｒ２を
決める。次に交流動作について説明する。

まず交流的には抵抗Ｒ４，Ｒ９をＲ４《Ｒ９とすると、
初段トランジスタＱ・のヱミッ外こ出力Ｒ宅章ミ省の信
号が帰還される。第１図の回路において、交流帰還のな
い場合のゲインは非常に大きく、交流帰還のかかった場
合のゲインはほぼ害毒生浩である。そして、歪を良くす
るためには初段トランジスタＱ，の交流ェミッタ抵抗と
なる抵抗Ｒ５を小さな抵抗値にしなければならない。し
たがって低域での周波数特性をよくするためにはコンデ
ンサＣ２は大きな容量を必要とする。さて、入力機ａに
大きな信号Ｖａが入力した場合を考える。トランジスタ
Ｑのェミッタである出力段の波形がクリップすると、帰
還電圧ｖがクリップするために初段トランジスタＱ，の
ベース入力は大きくなるのに初段トランジスタＱ，のェ
ミツタに帰還する信号ｖが大きくならない。そのため正
の半サイクルではコンデンサＣ２にこ寅２なる電流が流
れてコンデンサＣ２が充電される。次に負の半サイクル
ではクリップすると初段トランジスタＱ，がｏｆｆする
ので、コンデンサＣ２に充電された電荷は抵抗Ｒ４を介
しひまぼご声２なる電流で放電する。ここで、抵抗Ｒ４
，Ｒ５はＲ５《Ｒ４であるために充電電流の方がはるか
に大きい。そのためコンデンサＣ２の両端の直流電圧が
上がる。すなわち初段トランジスタＱ，のェミッタ直流
電圧が上がり、出力段の直流電圧ｙ２が下がる。したが
って出力のクリップ波形は第２図のように上下非対称と
なる。このように従釆の帰還型増幅回路においては初段
トランジスタＱ，のェミッタとアース間に挿入するコン
デンサＣ２は良好な周波数特性を得るために大容量のも
のを必要とし、しかも入力信号が大きくなって出力波形
がクリップすると、上記コンデンサＣ２の充放電の時定
数の違いのため出力波形が上下非対称となるという欠点
があったた。本発明はこのような従来の欠点を解消する
ものであり、以下、本発明について実施例の図面と共に
説明する。第３図は本発明の帰還型増幅回路の一構成例
を示し、第１図のものと異なるところは初段トランジス
タＱ，のェミッタを比較的小さな値の抵抗Ｒ，。

を介して上記初段トランジスタＱ，と極性の異なるトラ
ンジスタＱ３のェミツタに接続し、このトランジスタＱ
３のコレクタをアースに接続し、上記トランジスタＱ３
のベースに帰還抵抗Ｒ４及びコンデンサＣ２を接続した
ことである。次に上記回路の動作について説明する。

まず、直流動作について説明する。抵抗Ｒ，ｏは抵抗Ｒ
３に比べて小さい抵抗値のものであるため、初段トラン
ジスタＱ，のェミツタ電流による抵抗Ｒ，。の電圧降下
は無視することができる。又トランジスタＱのベース電
流は非常に小さいため抵抗Ｒ４の電圧降下も無視するこ
とができる。したがって、これら抵抗Ｒ，ｏ，Ｒ４の電
圧降下を無視すると、Ｖ２＝Ｖ，一２ＶＢ８となる。次
に交流動作について説明する。

トランジスタＱの電流増幅率をｈｆｅとすると、トラン
ジスタＱ３のェミッタ側からみたインピーダンスはＲ８
＝島、ＲＢ雌抗Ｒ４とＲ５の並列和の抵抗値である。こ
こにトランジスタＱとしてｈｆｅの大きなトランジスタ
、例えばｈｆｅ＝１００のトランジスタを使えば、ＲＢ
＝ＩＫＱとしてもＲ８＝１００となり、トランジスタＱ
，の交流的なェミツタ抵抗はほぼ抵抗Ｒ，。で決まる。
さて、入力端ａに入力する信号Ｖａが大きくなって出力
波形がクリツプした時を考える。正の半サイクルを考え
ると、入力信号Ｖａと帰還電圧Ｖとの差により、抵抗Ｒ
，ｏに交流電流ｉＥ力ミ流れ・コンデンサＣ２に影流れ
る（Ｒ５《Ｒ４としている）。しかるにトランジスタＱ
のｈｆｅが大小池黒‘まきＥ常‘小小電流となり・コン
デンサＣ２の充放電の差が小さくなる。したがって直流
バイアスの変化が生じず、出力電圧Ｖ２の変化が少ない
。したがって出力クリップ波形は上下対称となる。又、
抵抗Ｒ５，Ｒ４を第１図にくらべて大きくできるため、
コンデンサＣ２を小さくすることができる。

尚、上記の実施例ではコンブリメンタリ回路を極性の異
なるトランジスタＱ４，Ｑで構成したが、これ以外にも
第４図に示すうにコンブリメンタリー回路はダーリント
ン接続されたトランジスタＱ，Ｑ及びは，Ｑ７を用いて
構成し、ハイパワー化することもできる。

第４図中、Ｄ２は初段トランジスタＱ，のェミッタバィ
アスの温度補償用ダイオードである。このようにコンブ
リメンタリ部分がダーリントン接続されたものであって
も本発明の適用には何ら問題はない。つまり、初段のト
ランジスタＱ，のェミッタ側に極性の異なるトランジス
タＱ３のェミッタを接続し、そのトランジスタＱのベー
スに帰還回路を接続することにより、コンデンサＣ２の
充放電の差を小さくしてクリップ波形を上下対称とする
ことができる。以のように本発明によれば、初段トラン
ジスタのェミッタに該初段トランジスタと極性の異る帰
還トランジスタのェミッタを抵抗を介して接続し、その
帰還トランジスタのベースに帰還回路を介してコンブリ
メンタリ回路の出力を加えるように構成したので、上記
トランジスタのベースに接続されるコンデンサの容量が
小さくともよく、このコンデンサの容量が４・さし、も
のであっても良好な周波数特性を得ることができ、しか
も入力信号が大きくなって出力波形がクリップされたと
してもその出力波形を上下対称にして歪を生じないなど
のすぐれた利点を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従釆の帰還型増幅回路の結線図、第２図はその
出力のクリップ波形図、第３図は本発明の帰還型増幅回
路の一構成例を示す回路図、第４図は本発明の帰還型増
幅回路の他の構成例を示す回路図である。 Ｑ．，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ，Ｑ７……トランジ
スタ、Ｒ，ｏ，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ９・・・・・・抵抗、Ｃ
２・・・・・・コンデンサ。 第１図 第２図 第３図 第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ベースを入力とする初段トランジスタのコレクタを
   後段トランジスタのベースに接続し、その後段トランジ
   スタのコレクタを極性の異なるトランジスタ群よりなる
   コンプリメンタリ回路に加え、一方、上記初段トランジ
   スタのエミツタを抵抗を介して上記初段トランジスタと
   極性の異なる帰還トランジスタのエミツタに接続し、こ
   の帰還トランジスタのベースをコンデンサと抵抗の直列
   回路を介してアースに接続し、上記コンプリメンタリ回
   路の出力を上記帰還トランジスタのベースと上記直列回
   路を構成するコンデンサと抵抗の接続点とにそれぞれ帰
   還抵抗を介して加えるように構成したことを特徴とする
   帰還型増幅回路。 ２ コンプリメンタリ回路としてダーリントン接続した
   トランジスタ回路を用いたことを特徴とする特許請求の
   範囲第１項記載の帰還型増幅回路。