JPS6031424Y2 - コンデンサ充電装置 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はコンデンサ充電装置に係る。

低電圧の直流電圧源からコンデンサを高電圧に充電する
コンデンサ充電装置にあっては、直流電圧をインバータ
によって交流電圧に変換した後必要な電圧値まで増幅腰
そして整流器による整流電圧によってコンデンサを充電
している。

このような充電装置における理論的な最大効率は５０％
である。

本考案は、特に主電源として電池を使用した携帯用電源
として最適で、前記電池の出力電圧の低下とは無関係に
且つ高効率にコンデンサを充電するコンデンサ充電装置
を提供せんとするものである。

本発明の一実施例によれば、コンデンサ両端電圧がその
最終値以下の所定レベルになるに応じトランスの巻線比
を階段的に増大せしめて、５０％以上の効率を遠戚して
いる。

この場合の最大効率は、算術的な比例関係を保てば得ら
れる。

以下図面を用いて本考案を詳述する。

第１図は本考案の一実施例によるコンデンサ充電装置の
回路図である。

図において、インバータＩは電力源として働く電池Ｂお
よび発振器Ｏを含んでいる。

トランスＴによる交流電圧を整流器Ｒが整流し、該整流
電圧でコンデンサＣは充電される。

コンデンサＣの両端電圧に応答して前記トランスＴの巻
線比が選択されるように、論理回路りによってスイッチ
ング回路Ｓは制御される。

また本回路には、電流安定器ＩＲも含まれている。

発振器Ｏは変成器６の１次巻線に接続されており、そし
て該変成器６の２次巻線８，８′の中間タップ９は接地
されている。

前記２次巻線８゜８′の両端はそれぞれ抵抗器１０．１
０’を介してエミッタ接地形のトランジスタＱ、Ｑ’の
ベースに接続されており、該両トランジスタＱ、 Ｑ’
のコレクタ間には結合変成器１６の１次巻線１４゜１４
′が接続されている。

前記両巻線１４，１４′の中間タップ１７は、コンデン
サ１８を介して接地されていると共に接点Ｓｓおよび電
池Ｂを介して接地されている。

変成器１６の２次巻線２０．２０’の中間タップ２１は
接地され、そして該両巻線２０，２０’の両端間には逆
極性でダイオード２２．２２’が直列接続されている。

両ダイオード２２．２２’の共通接続点Ｊ０には整流電
圧ｖ１が発生され、該電圧■１は電池Ｂの供給電圧の大
きさによって変化する。

変成器１６の巻線比は、例えば１次巻線１４．１４’が
２０ターン、そして２次巻線２０．２０’が６０ターン
であある。

トランスＴの１次巻線は２つの巻線部から戊っている。

その１つは直列接続された巻線Ｐ１．Ｐ２゜Ｐ３で、そ
れぞれの巻数は例えば２７．９．１８ターンである。

他の１つは、それぞれ対応する巻線と同一巻線で直列接
続された巻線Ｐ１′、Ｐ２′、Ｐ３′である。

このように直列接続された巻線Ｐ１．Ｐ２．Ｐ３および
Ｐ□′、Ｐ２′、Ｐ３′のそれぞれの一端は両ダイオー
ド２２．２２’のアノードに接続され、そしてそれぞれ
の他端間には２つのダイオード２４，２４′が逆極性で
直列接続されている。

また、巻線Ｐ１．Ｐ２の共通接続点２８と巻線Ｐ□′、
Ｐ２′の共通接続点２８′との間には２つのダイオード
２６，２６′が逆極性で直列接続されている。

同様に、巻線Ｐ２．Ｐ３の共通接続点３２との巻線Ｐ２
′、Ｐ３′の共通接続点３２′との間には２つのダイオ
ード３０．３０’が逆極性で直列接続されている。

トランスＴの一方の２次巻線３４は１次巻線Ｐ１．Ｐ２
．Ｐ３と電磁結合しており、そして他方の２次巻線３４
′は１次巻線Ｐ１′、Ｐ２′、Ｐ３′と電磁結合してい
る。

２次巻線３４．３４’のそれぞれの巻線は例えは２００
０ターンであり、モして該両巻線３４．３４’は整流器
Ｒの入力端子３６．３６’間に直列接続されている。

整流器Ｒは、ダイオード３８．４０，４２．４４で構成
されたブリッジ形の全波整流器である。

整流器Ｒの接地端子４６と出力端子４８はそれぞれ、充
電されるべきコンデンサＣの対向電極５０．５２に接続
されている。

トランスＴの２次巻線３４．３４’を介して整流器Ｒの
入力端子３６．３６’に供給されている両電圧は、互い
に逆位相となっている。

論理およびスイッチング回路 コンデンサＣの両端に生じる直流電圧が増大して所定レ
ベルに達すると、論理回路りおよびスイッチング回路Ｓ
によって、１次巻線Ｐ１．Ｐ１′およびＰ２９ Ｐ２’
の対を連続的に無能化する。

整流器Ｒの正出力端４８と接地端との間に直列接続され
た大きい抵抗値の抵抗器５４と小さい抵抗値の抵抗器５
６との直列回路からなる分圧器を設けている。

前記両抵抗器５４．５６の共通接続点Ｊ４に生じる分電
圧は、コンデンサＣの両端電圧に比例しており、そして
共通接続１句、に接続されているオープンコレクタ比較
器５８．６０の反転入力端子に供給される。

両ダイオード２２，２２′の共通接続点Ｊ。

と接地との間に直列接続された抵抗器６４．６６による
電圧■の分電圧が、抵抗器６２を介して比較器５８の非
反転入力端子に基準電圧として供給されている。

比較器６０の非反転入力端子には、電圧Ｖ１が抵抗器６
８を介して供給されている。

両比較器５８．６０の出力が低いときにそれらの非反転
入力端子が接地電位となるのを防ぐために、該それぞれ
の比較器の出力端子と非反転入力端子との間にダイオー
ド７０゜７２がそれぞれ接続されている。

比較器５８の出力端子は、オープンコレクタの非反転バ
ッファ７６、オープンコレクタの反転バッファ７８の両
入力端子にそして抵抗器７４を介して正電圧源（＋ ５
Ｖ ）に接続されている。

バッファ７６の出力端子は、抵抗器８０を介して共通接
続点Ｊ。

に、抵抗器８２を介してトランジスタＱ２のベースに接
続され、そして該トランジスタＱ２のエミッタはトラン
ジスタＱのベースと接地との間に直列接続された抵抗器
８４．８６の共通接続点に接続され、該両トランジスタ
Ｑ２．Ｑ３のコレクタは共に共通接続点Ｊ１に接続され
ている。

比較器６０の出力端子は、非反転バッファ９０、反転バ
ッファ９２の両入力端子にそして抵抗器８８を介して正
電圧源（＋ ５Ｖ ）に接続されている。

両バッファ７８．９０の出力端子は、バッファ７６に関
連して述べたと同様な回路（対応する素子は′付の符号
で示している）に接続されている。

両トランジスタＱ２’ｔ Ｑ３’のコレクタは共通接続
点Ｊ２に接続されている。

また反転バッファ９２の出力端子も、付の符号で示す素
子の同様な回路に接続されている。

両トランジスタＱ２９９． Ｑ３９９のコレクタは共通
接続点Ｊ３に接続されている。

共通接続点Ｊ、、 Ｊ２およびＪ３からの電流帰還パス
のそれぞれは、トランジスタＱ３． Ｑ、’および（１
，９９の１つのコレクタ・エミッタパスおよび小すい抵
抗値の抵抗器９３を介して、変成器１６の２次巻線２０
．２０’間の中間タップ２１への経路によって形成され
る。

トランスＴの１次巻線における電流を一定に維持する電
流安定器ＩＲは、オープンコレクタ差動増幅器９４を含
み、その出力端子はダイオード９６．９８および１００
を介してそれぞれバッファ７６．７８と９０．および９
２の出力端子に接続されている。

増幅器９４の非反転入力端子は正電圧源（＋ ０．５Ｖ
）に、そしてその反転入力端子はトランジスタＱ、、
Ｑ３’および％゛のエミッタが共通接続された抵抗器
９３の一端に接続され、そして該抵抗器９３の他端は接
地されている。

動作 接点Ｓｓを閉じてコンデンサＣの充電が開始するとき、
両比較器５８．６０の反転入力端子の供給電圧は零であ
り、そして該比較器５８．６０の出力電圧は高い。

この比較器５８の高出力電圧はバッファ７６を介してト
ランジスタＱ２のベースに供給されて、該トランジスタ
Ｑ２およびトランジスタＱがオンとなり、そのために該
トランジスタＱ３のコレクタ・エミッタを介して共通接
続点Ｊ１から中間タップ２１への電流帰還パスが形成さ
れる。

また、バッファ９０の高出力はバッファ７８の低出力に
よって抑圧されるので両トランジスタＱ２’？ Ｑ３’
はオフであるから、該トランジスタら′を介しての共通
接続点Ｊ２からの電流帰還パスは形成されない。

同様にバッファ９２の低出力により両トランジスタＱ２
”？ Ｑ３“はオフとなるので、該トランジスタＱ３
′を介しての共通接続点Ｊ３からの電流帰還パスも形成
されない。

この状態において、トランスＴのすべての１次巻線を介
して電流が流れるので、有効巻線比は４０００１５４
（”−。

７４）である。

もし１次巻線電流がＩ。ならば、２次巻線電流はＩ。

／７４である。第２図は第１図の回路を説明するための
グラフを示す図である。

以下第２図をも参照して説明する。

上記説明の如くＩ。／７４の電流状態は、コンデンサＣ
をＶまで充電する時間り続く。

この時点で比較器５８の反転入力端子における電圧がそ
の非反転入力端子に供給されている基準電圧を越して、
該比較器５８の出力は高から低へと変化し、それにより
両トランジスタＱ、、 Ｑ３はターンオフされる。

反転バッファ７８も高出力となるので、両トランジスタ
Ｑ２ ’＊ Ｑ３ ’はターンオンされ、それにより共
通接続７句２からの電流帰還パスが形成される。

しかし両トランジスタＱ２９９゜（１，９９はオフのま
まである。

従ってトランスＴの１次巻線Ｐ２．Ｐ３およびＰ２′、
Ｐ３′のみを介して電流が流れるので、巻線比は４００
０／２７ （尖１４８）となり、コンデンサＣを充電す
る電流は■。

／１４８に減る。

この状態でコンデンサＣの充電電圧を更に■だけ増大す
るには第２図に示すとおり２倍の時間を要し、該コンデ
ンサの全体の充電電圧が２Ｖになる時間は桜である。

この時点で比較器６０の反転入端子における電圧がその
非反転入力端子に供給される基準電圧を越し、その出力
は低となる。

この低出力によって両トランジスタＱ２′、Ｑ３′はタ
ーンオフせられそして両トランジスタＱ２”、Ｑ３”は
ターンオンされる。

従って共通接続点Ｊ３からの電流帰還パスが形成される
ので、トランスＴの１次巻線Ｐ３およびＰ３′において
のみ流れ、その場合の巻線非は４０００７１８ （三２
２２）である。

コンデンサＣを充電する電流は■。

／２２２であるから、該コンデンサＣの充電電圧を更に
Ｖだけ増大させるには３倍の時間がかかる。

そしてコンデンサＣの全体の充電電圧が３Ｖとなる時間
はｔ３である。

ところで上述装置において従来の如く一定巻線とするな
らば、必要電圧の３Ｖを得るにはその巻線非は２２２で
なければならない。

時亥町とｔ３との間では充電電流はＩ。

／２２２の一定電流であるから、電圧の増加は点線９８
に沿っている。

もし１次電流Ｉが一定ならば本考案装置と比して、コン
デンサＣを電圧３■まで充電するのに１借手の時間（チ
）がかかる。

第２図における階段状点線は、本実施例装置における各
ステップでの充電電流である。

スイッチング電圧が得られない場合にあっても理想スイ
ッチング電圧よりも低い最終電圧値に、各許容差に応じ
てコンデンサＣの両端電圧は達する。

そこで、コンデンサＣの両端電圧の上昇に伴い、次のス
テップはより高い電圧値で理論回路りによって巻線比を
変えていくのが望ましい。

１０％の調整量で、素子の許容誤差に適合させるのに充
分であった。

充電プロセスの理論効率は、コンデンサにストアされた
エネルギ量を電池で放出したエネルギ量で割ったもので
ある。

その関係式を示すと、雨ゴ×１００ であり、ここでＮはステップの数に等しく、また巻数比
は比例関係にある。

従来装置の効率は５０％であり、本実施例の３ステツプ
による装置の効率は７５％である。

ステップ数をもつと多くすることもできるが、それによ
る利点はそう大きくはならない。

４ステツプの場合の効率は８０％である。ステップ数を
大きくすれば回路構成が複雑となるから、コストを考慮
したうえで得られる効率を実現することが肝要である。

第２図のグラフには、必ずや存在するインピーダンスの
影響が現われていない。

もしそのことを考慮に入れるならばコンデンサの両端電
圧が充電電圧に達するのに該両端電圧は早く増加しない
が、本実施例装置においてコンデンサを充電する相対的
な利点は同じである。

コンデンサＣを充電する電流値の衰退は、電流安定器Ｊ
Ｒによって補償される。

その動作は次のとおりである。

動作中の１次巻線における電流が衰退するにつれて、そ
れが接続されている差動増幅器９４の反転入力端子にお
ける正電圧は減少する。

その正電圧が増幅器９４の非反転入力端子に供給されて
いる正電圧以下になるとき、該増幅器の出力は更に正方
向で大きくなる。

そのためダイオード９６．９８あるいは１００のうちア
ノードが高電圧にあるダイオードにおける電流は減少す
る。

またそのダイオードは、トランジスタＱ２９Ｑ２１ある
いはＱ２′のうち導通しているトランジスタに接続され
ているダイオードである。

そのトランジスタのベース電流が増大するので、トラン
ジスタＱ、、 Ｑ、’あるいはＱ３゛のうちの接続され
たトランジスタを介して流れる電流が増大する。

従って１次電流はその定状値に保たれる。

両比較器５８．６０の非反転入力端子に供給する基準電
圧を電圧■１から導く利点は、電池Ｂによって供給され
る電圧が減少しても、現在のステップによって充電でき
そして電池Ｂの状態が許容し得る最高充電電圧で得るこ
とができるということである。

もし一定又は規定された電圧を電圧Ｖ□として用いてい
れば、コンデンサＣが充電される最大電圧は、比較器５
８が状態を変化するのに、また該コンデンサＣに供給さ
れている電圧が次のステップにまで増大する程十分高く
ならない。

即ち、トランスＴの巻線比が大きくならないため、トラ
ンスＴの２次側電圧は低い状態に維持される。

コンデンサＣの端子電圧は、トランスＴの２次側出力電
圧を整流器Ｒで整流した電圧に相当するため、コンデン
サＣの端子電圧は高くならない。

従って、基準電圧として一定の電圧を使用した場合、コ
ンデンサＣの端子電圧に関連する電圧が基準電圧より高
くならず、トランスＴの巻線比を大きくするように制御
できないことがある。

しかしながら、本願考案では基準電圧を電圧Ｖ１から導
びいているため、電圧Ｖ１が低下した場合でも基準電圧
が低下することとなり、トランスＴの巻線比を大きくす
るように制御でき、従ってコンデンサＣの端子電圧を高
くできる。

以上から明らかなように、低い電圧レベルにあっても効
率の改良がなされて優れている。

また電池を交換可能とすることにより、充電される最大
電圧は最適条件下で到達でき得る電圧よりも絶えず高い
。

電池あるいは他の充電エネルギ源の電圧が低いときでさ
え、所望の最大電圧にコンデンサＣを充電できる。

そのため電池電圧がかなり高いとき電圧ステップのすべ
てが利用可能な状態となる必要はない。

この状態において、本考案の充電回路の効率は、従来回
路の効率よりもかなり太きい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の一実施例によるコンデンサ充電装置の
回路図、第２図は第１図の回路を示すグラフで、■＝イ
ンバータ、Ｔニドランス、Ｓニスイツチング回路、Ｌ：
論理回路、Ｒ：整流器である。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 電池と、前記電池からの直流信号を対応する交流信号に
   変換するインバータと、前記交流信号がその１次側に入
   力されるトランスと、前記トランスの２次側に接続され
   た整流器と、前記整流器の出力部に接続されたコンデン
   サと、前記電池の出力電圧と前記コンデンサの端子電圧
   に関連する電圧を比較し、前記コンデンサの端子電圧に
   関連する電圧の方が大きいとき制御信号を出力する比較
   器と、前記制御信号に応答して前記トランスの１次巻線
   に対する２次巻線の比を大きくするように前記トランス
   を制御する制御回路とから成るコンデンサ充電装置。