JPS6033708A - 発振装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はテレビ、ラジオ、ステレオチューナおよびパー
ソナル無線の送信機や受信機、その他通信機全般に用い
ることができる同調発振装置に関するものである。

従来例の構成とその問題点 近年、テレビやラジオの放送電波や通信機の通信電波が
増加しており、受信機の局部発振部として希望する信号
を発振する同調発振装置の性能においては高い同調精度
、安定性卦よび信頼性が必要とされている。一方、同調
発振装置を設置するそれら受信機、送信機および通信機
の製造コストの低減も大きな課題であり、特に合理化が
困難な高周波部の同調発振装置における構成部品につい
て抜本的な新技術の開発が特に必要とされている。

以下図面を参照しながら従来の発振装置について説明す
る。

第１図は従来における発振装置の回路構成図である。１
は帰還増幅器であり、その入力端子もしくは出力端子２
は同調器３に接続されていた。同調器３において４は同
調コイル、６はトリマキャパシタ、６は電圧可変キャパ
シタンスダイオードである。電圧可変キャパシタンスダ
イオード６には交流信号阻止用の抵抗７を介して直流電
源８の電圧がポテンシオメータ９によって可変分圧され
て供給されていた。そして、ポテンシオメータ９におけ
る分圧比を変化することによって、電圧可変キャパシタ
ンスダイオード６の制御電圧を変化させ、同調器３にお
ける同調周波数を可変制御していた。

更に、第２図は第１図における同調器３を構成する従来
の部品構成図である。１ｏは同調コイル、１１はトリマ
キャパシタ、１２は電圧可変キャパシタンスダイオード
であり、それぞれは回路導体１３および１４それぞれに
よって接続されていた。

しかしながら、上記のような構成においては■　インダ
クタ部品およびキャパシタ部品は他の高周波部品と比較
してサイズが大きく、特に高さ寸法の高いことが発振装
置を設置した機器の小型化と薄型化を阻害している。

■　インダクタ部品は機械的振動によってそのインダク
タンスがずれ場く、またフェライトコアの温度依存性が
大きいのでインダクタンスが不安定であり、同調器にお
ける同調周波数の変動が大きい。従って、発振装置を構
成してもその発振周波数が周囲条件によって大きく変動
する０ ■　インダクタ部品とキャパシタ部品はそれぞれ別個の
部品として存在し、長い経路の回路導体で接続されてい
るためリードインダクタンスやストレーキャパシタが多
く発生して同調回路の動作が不安定である。それによっ
て充分な同調選択特性を確保することができず、更に不
確定の周波数点において不要な共振状態が出現するなど
の不都合が発生し、目標とする設計通りの発振装置を実
現することができない。そのため異常発振の発生、不要
信号の発振２発振信号における高調波成分の増加とそれ
による歪の増大、可変発振周波数における変化中の狭小
化。

更には発振装置自体から発振する不要な発振信号によっ
て相互変調妨害を発生したり、スプリアス信号輻射妨害
の発生を招来する。

■　同調器は独立した最小単位機能の個別部品の集合回
路であるため部品点数の削減や製造の合理化に限界があ
る。

更に ■　電圧可変キャパシタンスダイオードに対する制御電
圧が不安定であり、従って同調器の同調精度が著しく劣
化する。それによって、所要の選択特性が確保できず、
帰還増幅器における負荷条件の変動による発振周波数の
変動２発振信号における基本波レベルおよび高調波成分
レベルの変動による歪の変動、更には相互変調妨害排除
特性およびスプリアス妨害排除特性の変動を招来する。

■　制御系の構成技術として産業界の大勢傾向であるデ
ィジタル化をＬＳＩ化に対応することができず、発振装
置およびそれを用いる機器の高度な多機能制御化を実現
することができない・等の問題点を有していた。

発明の目的 本発明の目的はインダクタ部品とキャパシタ部品を一体
化構成して成る同調器を設置した発振装置を実現すると
共に、ディジタル信号によってその一体化構成して成る
同調器を含む発振装置の発振同調周波数を制御可能にす
る発振装置を提供することにある。

発明の構成 本発明の発振装置は誘電体を介して対向設置するかもし
くは誘電体の表面で並設される電極それぞれのアースに
接続される端子を互いに逆方向側となるように設定して
成る同調器における任意の片方の電極のオープン端子に
電圧可変リアクタンス素子を接続設置し、また上記同調
器における任意の片方の電極のオープン端子に帰還増幅
器の入力端子もしくは出力端子を接続設置し、Ｄ−Ａコ
ンバータより成る制御部に同調制御コードを入力すると
共に、その制御部におけるアナログ出力電圧を」−配電
圧可変リアクタンス素子に供給するように構成したもの
であり、これにより同調器における対向もしくは皿内す
る電極において一方の電極が分布インダクタとして作用
し、寸だこの分布インダクタとして作用する電極と他方
の電極が対向もしくは皿内することによって先端オープ
ンの分布定数回路を形成し、それによって発生ずる負リ
アクタンスによる分布キャパシタンスを実現し、上記の
分布インダクタと並列に作用させて同調回路を形成する
ものであり、この同調回路を帰還増幅器の負荷として帰
還増幅器に接続設置することにより同調発振機能を得る
と共に、この同調回路に接続設置する電圧可変リアクタ
ンス素子の制御電圧としてＤ＝Ａコンバータの出力電圧
を用いることによって同調制御信刊であるティジタルコ
ートを任意に設定することにより発振周波数を可変制御
するように作用させるものである。

実施例の説明 以下本発明の実施例について図面を参照しながら説明す
る。

第３図は本発明の実施例における発振装置の回路構成図
を示すものである。帰還増幅、器１５の入力端子もしく
は出力端子１６が同調器１７に接続される。同調器１７
において、１８は分布インダクタおよび伝送路を屈曲さ
せることによって発生ずる集中インダクタそれぞれの総
合によるインダクタンスを有する伝送路電極である。一
方、１９は誘電体（図示せず）を介してもしくはその表
面において伝送路電極１８と対向もしくは皿内する伝送
路電極である＠そして、おれそれの伝送路電４甑１８と
１９によって負リアクタンスを発生させる伝送路を形成
する。ここで、それぞれの伝送路′電極１８と１９にお
けるアース端子は互いに逆方向側となるように設定され
ている。寸だ同調器１７とおける入力端子１６（帰還増
幅器１６における入力端子もしくは出力端子１６と共通
）は伝送路電極１８のオープン端子に設定されている。

更に、伝送路電極１８のオープン端子に設定されている
入力端子１ｅには可変リアクタンス素子として電圧Ｉ可
変キャパシタンスダイオード２０が接続されている。同
調器１７および電圧可変キャパシタンスダイオード２０
によって＋Ｔｒ変同変器調器２１成する◎そして、可変
同調器２１における可変同調制御は、交流阻止用の抵抗
２２を介して電圧可変キャパノタンスダイオード２ｏに
供給される制御電圧に依存する。その制御電圧としては
Ｄ−Ａコンバータ２３のアナログ出力電圧が供給される
ものであり、そのＤ−Ａコンバータ２３の入力端子２４
には同調制御用のディジタル信号コードが入力されるも
のであり、その動作機能によって制御部を構成する。

第４図は本発明の他の実施例における発振装置の構成回
路図を示すものである。帰還増幅器１５、および可変同
調器２１それぞれにおける構成とそれぞれの接続構成は
前記第３図において説明したものと同じである。一方、
制御部としては、Ｄ−Ａコンバータ２３の入力端子２４
にラッチもしくはＲＡＭもしくはＲＯＭより成るディジ
タル信号処理器２６が接続設置され、そのディジタル信
号処理器２５のディジタル出力信号が供給される。

このディジタル信号処理器２６は、その入力端子２６に
入力される同調制御用のディジタル信号コードを記憶し
たり、また別のディジタル信号コードに変換するように
作用するものである。

第５図は本発明の他の実施例における発振装置の構成回
路図を示すものである。帰還増幅器１へおよびＩ′Ｔ］
変同調器２１それぞれにおける構成とそれぞれの接続構
成は前記第３図および第４図にお・いて説明したものと
同じである。一方、制御部として←１２、Ｄ−Ａコンバ
ータ２３の入力・端子２４にラッチもしくはＲＡＭもし
くはＲＯＭより成るディジタル信号処理器２６が接続設
置され、更にティジタル信号処理器２５０入力端子２６
にコート変換器２７が接続設置され、そのコード変換器
２７のディジクル出力信号がディジタル信号処理器２５
に供給される。このコード変換器２７はその入力）端子
２８に入力される同調割病ｊ用のシリアル形式ディジタ
ル信号コードをノ（ラレル形式テイジタル信号コードに
変換するように作用するものである。

以上の第３図ないし第６図に示す実施例において、それ
ぞれの同調器１７におけるアースに設定されている端子
それぞれは、アースと接続せずにそれぞれの同調１７に
おいて共通端子として、それぞれの帰還増幅器１６を含
む他の回路に接続しても所要の目的は達成することがで
きる。更に、同調器１７における入力端子１６は、それ
ぞれの伝送路電極１８の先端に設定することに限定され
るものではなく、所要インピーダンスを有する任意の位
置に設定することができる。丑だ電圧可変キャパシタン
スダイオード２０の設置位置については、伝送路電極１
８における所定の位置に接続することに限定されるもの
ではなく、伝送路電極１８における任意の位置に接続し
ても所要の目的は達成することができる。

以上の第３図ないし第５図に示す実施例において、それ
ぞれの同調器１７における同調周波数を調整する必要が
ある場合は、伝送路電極１９における所要の部分を任意
に切開するか、もしくは伝送路電極１８もしくは１９に
おけるアース端子を所要の部位に任意に設定することに
よって分布キャパシタンスおよびインダクタンスを変化
させることができて、その目的を達成することができる
。

第６図ないし第１４図は前記第３図ないし第５図におい
て説明した同調器１了における伝送路電極と誘電体の構
造についてその実施例を示すものである。第６図におい
て（、）は表面図、（ｂ）は側面図、（Ｃ）は裏面図を
示す。（以下第７図ないし第１３図において同様）第６
図において１００は誘電体基板であり、１０１と１０２
は分布定数回路を形成して分布インダクタと分布キャノ
ζシタを実現する電極である。電極１０１と１０２のア
ース端子の設定は第６図に示すように対向する電極相互
において任意の逆方向側となるようにする。（以下第７
図ないし第１４図において同様）第６図（ａ）に示す■
（ｔｉｌｌ　、　（ＪＭＩＩＩと第６図（Ｃ）に示ず■
側、■側がそれぞれ対応する。（以下第７図ないし第１
３図において同様） 第７図においては誘電体基板１０３を介して１個所の屈
曲部を有する電極１０４と１０５がそれぞれ対向設置さ
れている。

第８図においては誘電体基板１０６を介して複数個所の
屈曲部を有する電極１０７と１０８がそれぞれ対向設置
されている。

第９図においては誘電体基板１０９を介してメアンダ形
状の電極１１０と１１１がそれぞれ対向設置されている
。

第１０図においては誘電体基板１１２を介してスパイラ
ル形状の電極１１３と１１４がそれぞれ対向設置されて
いる。

第１１図においては誘電体基板１１６の表面に電極１１
６と１１７がそれぞれ側方対向して設置されている。

第１２図においては誘電体基板１１８の内部に電極１１
９と１２０がそれぞれ対向設置されている。

第１３図においては誘電体基板１２１の内部に電極１２
２が設置され、誘電体基板１２１の表面に電極１２３が
設置されそれぞれの電極１２２と１２３が対向している
。

第１４図は本発明の他の実施例における同調器の構成図
を示すものである。円筒状の誘電体１２４における内周
部に電極１２６が設置され、１だ外周部に電極１２６が
電極１２６と対向して設置されるものである。そして、
それぞれの電極１２６および１２６のアース端子は互い
に逆方向１Ｈ１ｊとなるように設定されている。ここで
誘電体１２４として円筒形状のもの以外に角筒形状のも
のも使用することができる。

以上第６図ないし第１４図の実施例において対向設置さ
れる電極そわぞれは同一形状の全面完全対向としだが、
任意の片方電極が他方電極と比較して等測長さが異なっ
ていても、１だ相方電極が部分的に対向するようにして
も実現できる。寸だ第１１図ないし第１４図における実
施例に用いる電極それぞれの形状υ第７図ないし第１０
図に示す実施例で示したものを用いても実現することが
できる。

寸だ第７図ないし第１０図に示す実施例においては）＋
１曲部として任意の屈曲角を有する角弧状のパターンで
形成したものを示したが、これとは別に屈曲部として任
意の曲率を有する円弧状のパターンで形成した電極で構
成してもよいことはいうまでもない。

以上それぞれの実施例において、それぞれの電極ＶＣお
けるアース端子は特別にアース端子として設定せずとも
、一般的に共通端子として他の回路部（図示せず）に接
続して所要の目的は達成することがてきる。

−に記の実施例それぞれにおいて、第６図に示すものは
簡単な電極パターンで構成することができると共に高程
一度の電極パターンを容易に形成することが可能である
。それによって設計目標の同調周波数に対して精度よく
合致した同調器を構成することができる。第７図ないし
第１０図に示すものは、同調器の占有面積が小さくても
比較的大きなインダクタとキャパシタを形成することが
可能である。従って比較的低い同調周波数を有する小型
の同調器が実現でき、同調器のスペースファクタを向上
させることができる。第１１図に示すものは誘電体にお
ける片面のみで両方の′電極を形成することができるの
で、製造プロセスを簡略化することができる。更に両電
極の形成プロセスにおいては同一の電極形成プロセスで
形成処理するととができる。それによ−って電極相互間
の位置設定精度が極めて高精度に実現することができ、
設削目標の同調周波数に対し、極めて高精度で合致した
同調器を構成することができる。第１２図および第１３
図に示すものは多層回路基板の製造プロセスに導入する
ことができるものである。それによって電極が誘電体の
内部に設置されて外部に露出することがないので、外部
条件の変動による影響を直接に受けることがない。従っ
て同調器の同調周波数に影響を及ぼさないので、極めて
安定な性能を有する同調器を実現することかできる。第
１４図に示すものは第０図ないし第１３図に示すものよ
り更に同Ｓ１１器を小型化しても、より充分大さなイン
ダクタとキャパシタを形成することが可能である。従っ
て充分に低い同調周波数を有する超小型の同調器を実現
することができる。更に、第１４図に示すものはこれを
製造する場合において、連続した円筒形状の誘電体に電
極それぞれを連続して形成し、所要の寸法長さで切断す
ることによって大量にかつ容易に製造することが可能で
ある。

なお、上記それぞれの実施例における伝送路電極として
は金属導体、プリント金属箔導体、厚膜印刷導体、薄膜
導体などを使用することができ、ｔ＃ｊｌ記それぞれの
導体を異種組み合わせて伝送路電極を形成してもよい。

一方、誘電体としてはアルミナセラミック、チタバリ、
プラスチック。

テフロン、ガラス、マイカ、樹脂系プリント回路基板な
どを用いることができる。

以」二のように構成された本実施例の同調器について以
下その動作を説明する。

、ＰＪ１６図は本発明の同調器における動作を説明する
だめの等価回路である。第１６図（ａ）において、電気
長２を有し、互いにアース端子を逆方向側に設定したそ
れぞれの伝送路電極Ｔｏ、Ｔ１によって形成される伝送
路に対して、電圧ｅを発生する信号源、７２が伝送路電
極７０に接続されて信号を供給するものとする。そして
、それによって伝送路電極７０の先端におけるオープン
端子には進行波電圧ｅＡが励起されるものとする。一方
、伝送路電極７１は上記の伝送路電極７０に近接して対
向設置もしくは並設されているので、相互誘導作用によ
って電圧が誘起される。その伝送路電極Ｔ１の先端にお
けるオープン端子に誘起される）＠性液電圧をｅＢとす
る。

ここで伝送路電極７０および７１においてはそれぞれの
アース端子が逆方向側に設定されているので、誘起され
る進行波電圧ｅＢは励起する進１１波電圧ｅＡに対して
逆位相となる。そして、それぞれの進行波電圧ｅＡおよ
びｅＢは伝送路の先端がオープン状態であるので、伝送
音ｉ電４覗７０および了１より成る伝送路において電圧
定在波を形Ｉ戊することになる。ここで伝送路電極７０
における電圧定在波の分布様態を示す電圧分布係数をＫ
で表わすものとすると、伝送路電極７１における電圧分
布係数は（１−Ｋ）で表わすことカニできる。

そこで次に、伝送路電極７Ｑおよび７１において任意の
対向する部分において発生する電位差Ｖをめると Ｖ＝ｌ？Ａ−（１−Ｋ）ｅＢ　−−・・−・−（１）で
表わすことができる。ここで、それぞれの伝送路電極７
０および７１が同じ電気長２であるとすると ｅＢ−ｅｐ、　・・・・・・・・・・・−・・・・・・
・・・・（２）となり、それによって第１式における電
位差■は−Ｖ−ＫｅＡ＋（１−ＩＯ（ＩＩ’Ａ−ｅＡ　
、＝−−（３）となる。すなわち伝送路電極７０と７１
がそれぞれ対向する全ての部分において電位差Ｖを発生
さぜることができる。

ここで伝送路電極７０および了１はその電極巾Ｗを有す
るものとしく電極の厚みは薄いものとする）、さらに誘
電率εＳを有する誘電体を介して間隔ｄで対向されてい
るものとする。この場合における伝送路の単位長当りに
形成するキャパシタンスＣ８は であり、故に となる。

従って、第１６図（、）に示す伝送路は第１５図（ｂ）
に示すような単位長当りにおいて第６式でまるｃｏの分
布キャノ々シタ７３を含んだ伝ｊ若路となる。

寸だ、それぞれの伝送路電極７０と伝送路電極７１にお
ける電圧定在波分布（もしくは電流定在波分布）は、上
記において述べたように互いに逆位オ目関係にあるので
、この伝送路は等測的に平衡モードの伝送路として動作
することになる。これによって第１６図（Ｃ）に示すよ
うな、平衡電圧ｅ′を有−Ｊ−るＳ１′ｉφｉ信号源７
４によって平衡モードで励起される伝送路電極子６およ
び７６によって形成される平衡モード伝送路と等価にな
る。いうまでもなくその電気長は第１６図（ａ）におい
て示したもとの電気長Ｕと同じである。更に、この平衡
モード伝送路は第１５図（ｄ）に示すように、伝送路の
分イ■インダクタ成分および伝送路の屈曲３形状により
発生１゛る集中インダクタ成分それぞれによる総合的な
分布インダクタ７７および７８と分布キャパシタ７３よ
りなる分布定数回路と等価に表わすことができる０ 次に、この分布キャパシタ７３の形成における伝送路の
電気長ｌとの関係について説明する。第１６図（ａ）に
示すようか平衡モード伝送路における単位長当りの特性
インピーダンスＺ０は、第１６図（ｂ）に示す等価回路
で表わすことができる。その特性インピーダンスＺ０は
一般的に となる。ここで伝送路が無損失の場合はとなる。本発明
の同調器における実施例の多くはこの仮定を適用するこ
とができ、かつ説明の簡略化のため以下第８式に示す特
性インピーダンスもを用いる。第８式におけるキャパシ
タンスＣ６は第６式においてめた伝送路における単位長
当りのキャパシタンスＣ８と同じものである。すなわち
伝送路における単位長とＩりの特性インピーダンスＺ。

はキャパシタンスＣ０の関数であり、それはまだキャパ
シタＣ０に関与する誘電体の誘電率εｓ１伝送路電極の
巾Ｗおよびそれぞれの伝送路電極の設置間隔ｄの関数で
もある。

以上のように、伝送路における単位長当りの特１１イン
ピーダンスがＺ。て、その電気長がｌであり、かつ先端
がオープン状態である伝送路の端子に発生ずる等価リア
クタンスＸは Ｘ−−Ｚ。ＣＯ１θ　・・・・・・・・・・・・・・・
・・・乍）で表わすことができる。ここで θ−２πｆ　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（１０）λ であり、特に θ＝πへ・−π の場合において等価リアクタンスＸは Ｘ≦Ｏ・−・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・（１２）となる。すなわち伝送路の端子における
等価リアクタンスはキャパシティブリアクタンスとなり
得る。し／こがって伝送路の電気長４によってθが第１
１式に該当する場合、すなわち例えば電気長ｌをλ／４
　以下に設定することによりキャパシタを形成すること
ができる。そして、その形成できるキャパシタのキャパ
シタンスＣは で表わされるように、θの変化によって、すなわち伝送
路の電気長ｌの設定によって任意のキャパシタンスＣを
実現することができる０ 以上第９式ないし第１３式において説明した伝送路の動
作様態について図に表わしたものが第１７図である。第
１７図では、先端がオープン状態の伝送路において、そ
の電気長ｅの変化に従って端子に発生ずる等価リアクタ
ンスＸが変化する様子イじ表わしている。第１７図から
明らかなように、伝送路の電気長ｌがλ／４以下もしく
はλ／２〜４λ／３なとにおけるような場合には負の端
子リアクタンスを形成することが可能であり、すなわち
等価的にキャパシタを形成することができる。更に、負
の端子リアクタンスを発生させる条件、において、伝送
路の電気長ｌを任意に設定することに、４：って、キャ
パシタンスＣを任意の値に実現することが可能である。

このようにして形成されるキャパシタＣば、第１５図（
ｅ）において示す集中定数キャパシタ７９として等価的
に置換するととができる。更に、伝送路に存在する分布
インダクタ成分および伝送路の屈曲形成によって発生す
る集中インダクタ成分それぞれの総合によって形成され
るインダクタは、集中定数インダクタ８０として等価的
に置換することができる。そして、仮想的な平衡信号源
７４およびそれぞれの伝送路におけるアースを、もとの
第１５図（ａ）において示した状態と等制約に同じにな
るように置換すれば、第１５図（ｆ）に示すようになる
。この第１６図（ｆ）においてアース端子を共通化して
表わすと、明らかに最終的には第１５図（ｑ）において
示すように、集中定数キャパシタ７９お」＝び集中定数
インダクタ８０より成る並列共振回路と等価になり、同
調器を実現することができる０ 」二記説明した発振装置に用いる帰還増幅器としてはト
ランジスタ、電界効果トランジスタ、ＩＣなどの半導体
デバイスによるものや真空管によるものなどを用いるこ
とができる。

発明の効果 以」二の説明から明らかなように、本発明は薄い誘電体
層を介して対向設置するかもしくは誘電体の表面で並設
する電極で同調器を構成し、その同調器を帰還増幅器の
入力端子もしくは出力端子に接続設置するように構成す
ると共に、上記同調器に接続設置する電圧可変リアクタ
ンス素子に対する制御電圧として、ディジタル信号コー
トを変換することによって得る直流電圧を用い、そのデ
ィジタル信号コードの設定によって発振装置の発振周波
数を可変制御するように構成しているので■　確定でき
るディジタル信号コートによって発振同調制御が可能で
あること、および安定でかつ高精度な変換機能を有する
Ｉ）−Ａコンバータを用いて発振同調制御が可能である
ことによって、発振装置の発振同調精度か著しく向上す
る。それによって、発振装置における発振周波数を安定
に確保でき、１だ発振信号における基本波レベルを充分
に高ぐすることかできると共に高調波成分レベルを充分
に低くすることができるので歪を著しく安定に低減する
ことができ、更には相互変調妨害排除特性およびスプリ
アス輻射妨害排除特性を著しく安定に向上することがで
きる。

■　コンピュータ応用の多機能ディジタル制御系と直接
に接続することが可能である。それによって、発振装置
およびそれを設置する機器の高度な多機能制御化を、高
精度な発振同調制御と同時に実現することができる。す
なわち、多機能ディジタル制御系の高精度な制御に応じ
て、充分に安定な発振同調機能を発揮する発振装置を実
現することができる。

（め　発振装置に用いる同調器において、インダクタと
キャパシタの間における接続リートを設置することなく
共振回路を構成することができると共に同調機能を果た
すことができる。それによって同調器におけるリードイ
ンダクタンスおよびストレーキャパシタの発生を皆無に
することができる。従−・で、目標とする同調周波数に
おける共振以外に発生する不測の共振は、広い周波数帯
域に渡って存在することがない。その結果、安定な周波
数選択特性が確保できて、発振ずべき信号における基本
波のレベルを充分に高ぐすることができ、またその高調
波成分レベルを充分に低減することが可能となる。よっ
て発振信号における歪を著しく安定にかつ小さくするこ
とができる。また安定々周波数選択特性が確保できるこ
とによって、多数の信号を同時に発振する場合において
発生ずる相互変調妨害およびスプリアス輻射妨害の問題
を充分に軽減することが可能となる。

■　モジュール化することか可能な同調器を有する発振
装置が実現できるので、機械的振動によって同調器にお
けるインダクタンスおよびキャパシタンスの定数変動の
発生か皆無であり、それによって発振同調特性が極めて
安定である。

寸だ、同調器を構成する誘電体としてその誘電率の禍１
度依存性が小さい利オー１を用いることによって、周囲
温度の変化によるキャパシタンスの変動を極めて小さく
することかでき、それによって同調特性を極めて安定に
することができる。

従って、発振装置における発振周波数特性および不要妨
害信号排除特性が周囲条件の変化に依存することなく、
また発振装置を構成する初期のみならず非常に長期間に
渡って安定にそれらの特性を確保することができる。

■　簡単な構成によって一体化した同調器を有すると共
に、非常にシンプルな形態の発振装置を実現することが
できる。更に、超薄型でかつ小型の発振装置を実現する
ことが可能となる。

従って、同調器から輻射する発振信号の不要輻射量を極
めて小さくすることができる。それによ−て、構成する
発振装置自体の発振動作を安定にすることができるだけ
でなく、他の発振系に７＝Ｊ　しても妨害影響を及ぼす
ことがない。

■　発振装置における同調器に用いる誘電体として、帰
還増幅器を構成する回路基板を共用すれば、発振装置に
おける実装形態を合理化することができる。寸だ、それ
によって更に同調器を構成する部品の数量を犬ｌコに削
減することが可能であり、大量生産に適した発振装置が
実現できると共に、製造コストを大巾に低減することが
できる。

という優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の発振装置の構成回路図、第２図は従来の
発振装置に用いていた同調器の部品構成斜視図、第３図
ないし第５図は本発明の実施例における発掘装置の構成
回路図、第６図ないし第１４図は本発明の実施例に才・
・ける発振装置に用いる同調器の構成図であり、第６図
ないし第１３図において（ａ）（ｄ表面図、（′ｂ）は
４１１１ｊ面図、（ｃ）　ｉｄ裏面図、第１４図に１つ
・いて（−）は側面図、［有］）は上面図、第１５図な
いし第１７図は本発明の実施例における発振装置に用い
る同調器の動作原理説明図である。 １６・・・・・帰還増幅器、１７・・・・同調器、２１
・・・・・可変同調器、２０・・・・電圧可変キャパシ
タンスダイオード、２３・・・・Ｄ−Ａコンバータ、２
５・・・ディジタル信号処理器、２７・・・　コード変
換器、１８．１９，１０１．１０２，１０４，１０５゜
１０７．１０８，１１０，１１１．１１３，１１４゜１
１６．１１７，１１９，１２０，１２２，１２３゜１２
６　、１２６　、７０，７１．７５，７６・・伝送路電
極、１００，１０３．１０６，１０９゜１１２．１１５
，１１８，１２１．１２４・・・・・・誘電体。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
図 汐 第３図 ２ 第４図 ／’１ ε；３５　図 第　６「′Ｉ ＨＩＳ　７　図 第　８　図 第　９１！（ 第１　０１１ 第　１　１１’１ ；ｉｓ　１　２　＋ｒ：１ 第１　＝ｉ　Ｎ ・”：’＋Ｉｒ＋１．１ （（Ｌ〕 （ｄｉ ｅ′

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）誘電体を介して対向設置するかもしくは誘電体の
   表面で並設される電極それぞれのアースに接続される端
   子を互いに逆方向側となるように設定して成る同調器に
   おける任意の片方の電極のオープン端子に電圧可変リア
   クタンス素子を接続設置し、また上記同調器における任
   意の片方の電極のオープン端子に帰還増幅器の入力端子
   もし７くは出力端子を接続設置し、Ｄ−Ａコンバータよ
   り成る制御部に同調制御コードを入力すると共に、その
   制御部におけるアナログ出力電圧を上記電圧可変リアク
   タンス素子に供給することを特徴とした発振装置。 （ＪＤ−Ａコンバータにラッチを前置して制御部とした
   特許請求の範囲第１項記載の発振装置・（３）制御部に
   ＲＡＭもしくはＲＯＭを前置した特許請求の範囲第１項
   および第２項のいずれかに記載の発振装置。 （４）制御部に７リアル入力コードをパラレル出力（５
   ）電極として少なくとも一個所以上の任意の屈曲角もし
   くは屈曲率および任意の屈曲方向を示す屈曲部を有する
   ものを用いた特許請求の範囲第１項ないし第４項のいず
   れかに記載の発振装置。 （６）電極としてスパイラル形状を有するものを用いた
   特許請求の範囲第１項ないし第４項のいずれかに記載の
   発振装置。 （７）一方の電極における長さを他方の電極における長
   さよりも任意に短かく設定し、かつ任意の部分で対向設
   置もしくは並設させた特許請求の範囲第１項ないし第６
   項のいずれかに記載の発振装置。 （８）誘電体の内部においてそれぞれの電極もしくは任
   意の片側の電極における部分もしくは全部を設置した特
   許請求の範囲第１項ないし第７項のいずれかに記載の発
   振装置。 （９）円筒形状もしくは角筒形状の誘電体における内周
   部および／もしくは外周部においてそれぞれの電極を設
   置した特許請求の範囲第１項ないし第８項のいずれかに
   記載の発振装置。 （１０）　任意の片方の電極もしくは両方の電極におけ
   る任意の所要部分を切開して発振同調周波数範囲を任意
   に設定制御する特許請求の範囲第１項ないし第９項のい
   ずれかに記載の発振装置。 （１１）　非接触切開手段により電極を切開する特許請
   求の範囲第１０項記載の発振装置。 （１２）　任意の片方の電極もしくは両方の電極におけ
   る任意の所要部位をアースに接続する端子に設定して発
   振同調周波数範囲を任意に設定制御する特許請求の範囲
   第１項ないし第１１項のいずれかに記載の発振装置。 （１３）　電極それぞれにおけるアースに接続する端子
   を、アースと接続せずに共通端子とした特許請求の範囲
   第１項ないし第１２項のいずれかに記載の発振装置。