JPS6046842B2 - 過負荷保護回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は一般に電気音響変換器を駆動する発振回路用の
過負荷保護回路、特に過負荷に際して発振回路を自動的
にオフする回路に関する。

更に本発明の過負荷保護回路はパワートランジスタのベ
ース電極における電圧状態（この電圧はコレクタ電極に
流れる電流を示している）及び変換器を駆動するために
使用されるスイッチングトランジスタのコレクタ電極電
圧をモニターする。

両電圧が同時に高い状態、即ちトランジスタがある期間
に所定量の過大電力を消散している場合、発振回路はオ
フに切換えられる。発振回路又は電気音響変換器にエネ
ルギーを与える電源の作動時の一つの問題は変換器にあ
られれる広範囲の負荷である。

発振回路は変換器に電力を分配する出力トランスを駆動
するスイッチングトランジスタの故障なしに電力を与え
なければならない。スイッチングトランジスタはその設
計及び製造において固有の最大許容電力消費を有す．る
。最大許容電力消費はコレクターエミッタ電圧Ｖｃｅ（
以下コレクタ電圧と称する）とコレクタ電流１ｃとの積
に比例する。発振回路に過負荷保護回路を設けることに
より、従来の発振回路よりも変換器に大きな電力を・分
配せしめうる。

発振回路、特にそのスイッチングトランジスタは、過負
荷状態の場合保護回路が発振回路をオフにするので、ほ
ぼ最大許容電力消費状態で動作する。従来の発振回路で
はスイッチングトランジスタは変化する負荷状態に応答
して最大許容電力消費よりはるかに低い状態で動作して
いた。従つて本発明は従来周知の発振回路の改良である
。従来の発振回路においては、コレクタ電圧及びコレク
タ電流がモニターされ、発振回路はコレクターエミッタ
電圧がその高状態にある時にコレクタ電流が所定値をこ
えると、オフになる。

これら従来の電流モニター回路は一般に高価で大型の電
）流感知トランス等を必要とする。理想的な発振回路に
おいてコレクタ電圧は、トランジスタがオンでコレクタ
電流が直流電源から流れている零電圧状態からトランジ
スタがオフでコレクタ電流が流れない状態に変化する。
理想的な状態では、電力１はそのトランジスタにおける
コレクタ電圧とコレクタ電流との積であるから、そのト
ランジスタで電力は消費されない。実際の回路で、即ち
発振回路が過負荷であると、そのトランジスタは完全に
はオンとならず、従つてコレクタ電流が流れていｌる時
にはコレクターエミッタ電圧は零ではない。この状態に
おいて消費される電力により、比較的短期間でトランジ
スタを故障せしめてしまう。本発明は、コレクタ電流は
トランジスタのベース電極がエミッタ電極に対して正電
圧（以下ベース電圧と称する）である時のみ流れるとい
う事実に基くものである。従つてもしベース電圧及びコ
レクタ電圧が同時に高状態にあると、コレクターエミッ
タ電圧が高である時にコレクタ電流が存在しかつトラン
ジスタは熱を消費する。本発明において、２つの電極電
圧（即ちコレクタ及びベース）は波形の重復をあられす
信号を与えるためエミッタ電極電圧に対してモニターさ
れる。重復信号は積分され、その積分値は所定レベルと
比較される。もしその積分信号が所定レベルによつてあ
られされる最大許容電力消費レベルをこえると、発振回
路をオフにするための信号が発生する。発振回路の初期
スタート時に保護回路を非作動にしかつオン信号の不存
在時に電源をオフに保持することを保証するための附加
的装置が設けられる。電気音響変換器を駆動する発振回
路において、その変換器の周波数が過負荷の影響で変化
すると、他の望ましくないモードが発生する。

この状態により変換器に印加された高周波信号は不正確
な周波数のものとなる。過負荷保護回路における積分回
路は変換器が高周波数に移動すると振幅が増大する信号
を与える。その信号は発振回路をオフにする過負荷表示
として処理される。従つて本発明の主たる目的は電気音
響変換器を駆動するために使用される発振回路を、過負
荷状態でオフにする過負荷保護回路を設けるにある。

本発明の他の目的は発振回路が過負荷により望ましくな
い高い周波数で動作する時、その発振回路をオフにする
過負荷保護回路を設けるにある。本発明の更に他の目的
は発振回路の主要部を構成するスイッチングトランジス
タの故障を防ぐための過負荷保護回路を設けるにある。
第１図は過負荷保護回路のブロック図を示す。

電気音響変換器を駆動する発振回路に使用されているス
イッチングトランジスタ１０は過負荷状態時にトランジ
スタ１０の故障を防ぐためにモニターされているベース
電圧及びコレクタ電圧を有する。トランジスタ１０のコ
レクタ電極１２とエミッタ電極１９間の電圧は導体１６
を介して電圧りミッタ１４に導入される。この電圧りミ
ッタはコレクタ電極１２に現れる比較的高い矩形波電圧
信号振幅を通常２４ボルト（第３図ａ参照）である所定
値に制限する。トランジスタ１０のベース電極１８は導
体２０を介して被同調回路２２に接続されている。

ベース電極１８とエミッタ電極１９間の電圧信号波形は
望ましくないスパイク及びスイッチング過渡状態を含ん
でいる。２０ＫＨｚに同調されている被同調回路２２は
導体２０を介しての一般に矩形波電圧波形を正弦波（第
３図ｂ参照）に変換する。

被同調回路２２は後述するように導体２４からの出力信
号の位相を変えるための調節可能手段を有する。約１０
Ｖのピーク間振幅の正弦波形によりスイッチ２６は正弦
信号の振幅に応答して周期的にオンオフせしめられる。

スイッチ出力の波形は第３図ｃに示す如く非対称方形波
電圧信号である。第３図Ａ，ｂ及びｃに示す波形は理想
的状態をあられす。即ちコレクタ電流をあられす正弦信
号はコレクタ電圧波形（第３図ａ）と完全に位相があつ
ている。スイッチ２６の出力はコレクタ電圧波形と重復
しない。重復期間は第３図ａに示すコレクタ電圧波形が
その高い状態にある時の状態を示し、同時に第３図ｃに
示すスイッチ２６の出力はその低い状態にある。第３図
ｄは同図ｂのものと類似しているが位相が相が相異して
いる正弦波形を示す。第３図ｄで正弦波形が正であると
、コレクタ電圧（第３図ａ）は同時的に正である。スイ
ッチ２６の異なる出力が、第３図ｅに示す如く発生する
。この場合、コレクタ電圧波形が高い状態にある期間が
存在し、同時にスイッチ２６の出力はその低い状態にあ
る。これらの２つの信号は入力として重復回路２８に与
えられる。第３図ｆに示す如く重復回路２８の出力電圧
波形はコレクタ電圧がその高い状態にあつてスイッチ２
６の出力がその低い状態にある期間に対応する一連の正
パルスであり、即ちトランジスタは電力を消費している
。重復回路の出力は導体３０を介して積分回路３２に導
入される。

積分回路３２は第３図ｆに示す電圧波形を積分しこれに
応答して直流電圧信号を発生する。導体３４上の被積分
信号は比較器３６において所定レベルと比較される。被
積分信号は所定レベルを越えると、重復信号は導体６６
に発生して発振回路の動作を禁止しトランジスタ１０の
破壊を防止する。上述のことは過負荷状態時に流れる電
流に適用しうるが、過負荷状態によつて生じる発振回路
の周波数シフトにより第３図ｆのパルスの単位時間当り
の数が増大せしめられ、積分回路３２の直流信号出力振
幅が増大する。

従つてその時間に流れる過大なコレクタ電流がオフとな
るか、又は過負荷状態から生じる発振回路の周波数変動
は発振回路をオフにするのと同じ効果を有する。第２図
において電気音響変換器３８を駆動する発振回路は本発
明の実施例と関連して示されている。

スイッチングトランジスタ１０は米国特許第３４３２６
９１号に示すような従来の方法で変換器３８を駆動する
。コレクタ電圧は導体１６によりコンデンサ４０に与え
られ、更に２４Ｖツェナーダイオード４２のカソードに
印加されて、電圧りミッター１４の出力を２４■のピー
ク間振幅を有する方形波にせしめられる。トランジスタ
１０のベース電極は被同調回路２２に含まれている可変
インダクターに接続されている。この回路はインダクタ
ー４４及びコンデンサ４６の適当な選択によつて所望周
波数に同調をとられている。導体２４からの電圧信号は
ピーク間電圧２０Ｖ，２０ＫＨｚの正弦波形である。

インダクター４４はコレクタ電圧波形に対して正弦信号
の位相角を変えるため調節可能である。位相角のシフト
によりスイッチ２６は異なる時刻にオンオフせしめられ
、重復期間に作用して第３図ｆに示すパルスの幅を変え
る。インダクタ４４を調節することによつて積分回路３
２の出力の直流電圧は変えられ、従つて発振回路を非作
動にする以前にトランジスタ１０で消費される許容電力
の量が変えられる。このようにしてトランジスタ１０は
変換器３８に与えられる電力を増大することができる。
前記実施例でスイッチングトランジスタ１０は変換器３
８への電力を少なくして電力消費を減少させて大きな負
荷変動を許容するような状態で動作するように設計され
ている。本発明は、負荷変動、特に過負荷状態によりス
イッチングトランジスタ１０の故障に先立つて発振回路
をオフにするので、トランジスタ１０をより高い電力状
態で動作せしめうる。トランジスタスイッチ４８を適当
にバイアスすることによつて、導体２４からの信号に応
答して方形波がトランジスタ４８のコレクタ電極に現わ
れる。

スイッチ２６の方形波出力は抵抗５２を介して重復回路
２８中のＰｎｐトランジスタ５０のベース電極に与えら
れる。電圧りミッタ１４からの方形波出力はトランジス
タ５０のエミッタ電極に与えられる。そのトランジスタ
はトランジスタ５０のエミッタ電極がそのベース電極よ
りも高電位にある時のみダイオード５４に電流を与える
。即ちトランジスタ１０のコレクタ電極の電圧がその高
い状態にある時、導体２４からの正弦信号もまたトラン
ジスタ１０に流れるコレクタ電流に応答してその高い状
態にある。この場合、電流はダイオード５牡抵抗５６を
介して流れコンデンサ５８を充電する。第３図ｆの波形
は広い重復期間を示しているが、実際の動作ではパルス
幅は非常に狭くほぼスパイク状で、コンデンサ５８によ
つて積分される。トランジスタ５０のエミッタ電極又は
ベース電極の方形波電圧信号は振幅が減少又は存在せず
、即ちスイッチングトランジスタ１０又は過負荷保護回
路の故障により現れる場合、トランジスタ５０はダイオ
ード５４に電流を供給してコンデンサ５８を充電する。

コンデンサ５８の直流電圧がトランジスタ６０のベース
●エミッタ接合電圧とフ佑グラマブルユニジヤンクシヨ
ン トランジスタ６１のピーク点電圧■ｐの和を越える
と、電流が正の直流電源十■″からプログラマブル ユ
ニジヤンクシヨントランジスタ６１及び導体６６を介し
て流れる。

ピーク点電圧はゲート５９が一定電位に保持されアノー
ド６３の電圧が１個のダイオードの順方向電”圧降下だ
けゲート５９の一定電圧を越えると、達成される。本実
施例では、ゲート５９と電■一間の一定電圧は抵抗６２
と６４の抵抗比としてあられされる。導体６６を介して
流れる電流は過負荷状態を示し電流信号は発振回路をオ
フにするために処理される。

導体６６からの信号は電源線、即ち発振回路へ”の直流
電圧等を遮断するため、論理回路、リレー、スイッチ等
に接続しうる。

発振回路をオフにする好適なモードにおいて、第４図に
示すような回路がトランス６８の２次巻線９２を短絡し
て発振回路をオフにするため、発振回路の導体６６及び
トランス６８に接続されている。導体６６を介して流れ
る電流は抵抗７０，７２及びダイオード７４を流れてコ
ンデンサ７６を充電する。

コンデンサ７６の電圧がシリコン制御整流器（ＳＣＲ）
７８のケートトリガー電圧を越えると、ＳＣＲ７８はオ
ンになり、オン信号からＳＣＲ７８を介して負電源に電
流路を作る。トランジスタ８０はオフにされる。正の直
流電源からダイオード８２を介してトランジスタ８０の
コレクタ電極に流れていた負電源への電流は次にダイオ
ード８４及びトランジスタ８６のベース電極に向かう。
トランジスタ８６のコレクタ電極はダイオード８８及び
９０のカソードに接続され、またそのアノードはトラン
ス６８の巻線９２の両端に接続されており、トランジス
タ８６がオンになると、トランス６８の巻線９２は短絡
される。トランスの巻線９２が短絡されると発振回路は
オフにされる。オン信号が除去されると、過負荷回路は
通常のモードで動作する、即ちトランジスタ８６は次の
オン信号が現れるまでオンのままである。オン信号の除
去によりアノードに流れる電流のホールドを解除するこ
とによつてＳＣＲ７８はリセットされ、トランジスタ８
０はそのオン状態となつてトランジスタ８０はオフせし
められる。上述した状態て発振回路は変換器３８に電力
を与える。過負荷信号が初期のスタート時に明白に存在
するような状態を避けるため、リレーコイル９０が設け
られている。

リレー接点９『は最初開放状態にあり、トランジスタ９
４はオン状態で、導体６６上の過負荷信号は抵抗７０及
びトランジスタ９４を介して負の電源に結合されている
。約２０７ＴＬ．秒の初期の遅延の後で、発振回路はス
タートし、リレー接点９『は閉じてトランジスタ９４の
ベース電極の代りに、ダイオード９６、リレー接点９『
を介して負電源に流れる。トランジスタ９４はオフにさ
れ、過負荷回路は通常のモードで動作する。本実施例に
おいて、正電源■＋は負電源Ｖ−に対して＋１６０Ｖの
直流で、正電源＋■は負電源■一に対して２４■の直流
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のブロック図、第２図は本発明の一実施
例の概略図、第３図は第１図の実施例において発生され
る電圧信号波形の図、第４図は過負荷状態において発振
回路をオフにするための一実施例の図である。 １０：スイツチングトランジスタ、１４：電圧りミッタ
、２２：被同調回路、２６：スイツチ、２８：重復回路
、３２：積分回路、３６：比較回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ トランスの１次巻線に接続された少くとも１個のス
   イッチングデバイスを有し、該トランスの二次巻線に接
   続された電気音響変換器を駆動するための発振回路の過
   負荷を保護するため下記装置から成る過負荷保護回路。 （イ）前記スイッチングデバイスの第１の電極と第２の
   電極との間の電圧を検出し、かつ検出電圧に応答して信
   号を発生する第１の検出装置、（ロ）前記スイッチング
   デバイスの第２の電極と第３の電極との間の電圧を検出
   し、かつ検出電圧に応答して調節可能な位相を有する信
   号を発生する第２の検出装置、（ハ）前記第１の検出手
   段及び第２の検出手段からの信号の重複の発生に応答し
   て出力信号を発生する重複検出装置、（ニ）該重複検出
   装置から出力信号を積分しかつ過負荷信号を発生する積
   分装置、及び（ホ）前記過負荷信号を受信し、前記過負
   荷信号が所定振幅を越えた時に発振回路の動作を禁止す
   る使用禁止信号を発生する使用禁止装置。 ２ 発振回路の過負荷を保護するため下記装置からなる
   過負荷保護回路。 （イ）トランスの１次巻線に接続された少くとも１個の
   スイッチングトランジスタを有し、該トランスの２次巻
   線に接続された電気音響変換器に電力を与える発振回路
   、（ロ）前記スイッチングトランジスタのコレクタ電極
   に接続され、該スイッチングトランジスタのコレクタ電
   極とエミッタ電極間の電圧に応答して第１の方形波信号
   を発生する電圧リミッタ装置、（ハ）前記スイッチング
   トランジスタのコレクタ電極に接続され、該スイッチン
   グトランジスタのコレクタ電極とエミッタ電極間の電圧
   に応答して正弦波信号を発生する被同調回路、（ニ）被
   同調回路に接続され、前記正弦波信号に応答して第２の
   方形波電気信号を発生するスイッチ装置、（ホ）前記ス
   イッチ装置及び電圧リミッター装置に接続され、第１及
   び第２の方形波信号を受信し、第１の状態にある第１の
   方形波と同時に第２の状態にある第２の方形波を示す重
   複信号を発生する重複装置、（ヘ）上記重複装置に接続
   され、前記重複信号を受信して積分し該重複信号の持続
   期間に応答して直流信号を発生する積分装置、（ト）上
   記積分装置に接続され、前記直流信号を受信して、該直
   流信号が所定電圧を越える時過負荷信号を発生するプロ
   グラマブル・ユニジヤンクシヨン・トランジスタ装置、
   （チ）上記プログラマブル・ユニジヤンクシヨン・トラ
   ンジスタ装置に接続され、前記過負荷信号を受信してこ
   れに応答してオン状態となるトランジスタスイッチ装置
   。 （リ）初期のスタート期間に前記トランジスタスイッチ
   装置がオン状態になることを禁止する遅延装置、及び（
   ヌ）トランス上に配置されかつ前記トランジスタスイッ
   チ装置に接続され、該トランジスタスイッチ装置がオン
   状態にある時前記発振回路を非作動にするトランス巻線
   装置。