JPS6054755B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱調理器に関する。

誘導加熱調理器は商用交流電源を整流して脈流電圧等直
流電圧に変換し、この直流電源によりインバータを約２
０〜４０ＫＨｚ程度の高周波数にて発振させこれにより
発生する高周波交番電流を誘導コイルに与えて磁界を発
生させ、この磁界を誘導コイルに近接して配置した鉄系
金属よりなる調理鍋に加えてこれを誘導加熱するもので
ある。

この種調理器のインバータ駆動方法として自制発振方式
のものが知られている。

かかる自制発振インバータを使用した場合、インバータ
自身で発振用トリガ信号を生成してインバータ内に組込
まれたスイッチング素子を開閉する制御手段が必要であ
る。本発明はかかる制御手段によりスイッチング素子の
開閉制御を行なうと同時に、仮にこの制御手段が正常に
動作せず発振に異常が発生する場合に対処して発振保護
手段を設けたものである。

以下図に基いて本発明実施例を説明する。

第１図は本発明にかかる誘導加熱調理器の外観を示し、
１は鍋が載置されるトッププレートで、セラミック等の
絶縁板にて構成される。２は電源スイッチ、３は出力調
節用スライド摘みで、出力「強」（１２００Ｗ）から出
力「弱」（２００Ｗ）の範囲で任意に設定できる。

第２図は本発明実施例の回路図を示し、４は商用交流電
源、２は前記電源スイッチ、５は回路部品を冷却するフ
ァンモータ、６はサーモスタットで上記ファンモータ５
の停止および空炊き等による異常加熱から回路部品を保
護するものてある。

７はダイオードをブリッジ接続してなる整流回路８はフ
ィルター回路でコイル９およびフィルターコンデンサ１
０よりなる。

１１は誘導コイルで平板状に巻回され、トッププレート
１（第１図）裏面に近接して配置されている。

１２は誘導コイル１１と直列接続されたスイッチング素
子で、本実施例ではＧＣＳ（ゲート・コントロールド・
スイッチ）（商品名）を使用している。

１３はＧＣＳ１２のアノード・カソード間に逆並列に接
続されたフライホィールダイオード、１４は共振コンデ
ンサであり、これら誘導コイル１１、ＧＣＳＩ２、フラ
イホィールダイオード１３および共振コンデンサ１４に
てインバータ１５が構成される。

このインバータ１５は自制式インバータと呼ばれるもの
で、最初のトリガ−パルスを出す起動信号発生回路２４
と起動後発振を継続していくゲート信号発生回路２３を
具え、一旦トリガーされるとその後ゲート信号により発
振を継続していくものである。これら起動信号発生回路
２４、ゲート信号発生回路２３については後述する。Ｐ
はトッププレート１（第１図）上に載置された鉄、ステ
ンレス等鉄系金属よりなる調理鍋で、誘導コイル１１に
て発生する高周波交番磁界が印加される。

１６はＧＣＳｌ２のゲートに正又は負のオン・オフ信号
を与えるインバータ駆動回路、１７はこのインバータ駆
動回路１６を制御するフリップフロップ、１８，１９は
交流電源４電圧が降圧トランス汀を介して加えられる整
流回路、２０はこの整流回路１８，１９にて整流された
電圧が入力する定電圧回路で、該回路２０の入力側から
直流電圧士ＶＢ（±１２Ｖ）が、また出力側より安定化
された直流電圧Ｖｃｃ（８Ｖ）が取り出される。

ここで電圧士ＶＢはインバータ駆動回路１６の駆動電源
として使用され、電圧Ｖｃｃは後述する各制御回路に駆
動電源として供給される。また電圧＋ＶＢは抵抗２１お
よびダイオード２２を介してインバータ１５の電源とし
て供給され、インバータ１５の電源電圧が＋ＶＢの値よ
り低下したとき、これを補助して最低電圧を略＋ＶＢに
保持するはたらきをする。ここで説明をつけ加えておく
と、本実施例に係るインバータ１５は力率改善のためコ
ンデンサ１０の容量を小さく設定されておりこのためイ
ンバータ１５の電源電圧は殆んど平．滑されない脈流と
なつている。それ故電源電圧が最小となつた時点では約
１０Ｖ以下となりインバータの発振が継続できなくなる
虞れがある。本実施例では、かかる欠点を防ぐため直流
電圧＋ＶＢを補助電源として与えているのである。次に
２３は自制発振用のトリガパルスを発生し、ＧＣＳｌ２
のゲートにオン・オフ信号を与えるゲート信号発生回路
で、最初の起動トリガ信号によつてインバータ１５が起
動された後はＧＣＳｌ２側の誘導コイル１１電ＥＥＶｃ
をダイオード４（６、トランジスタ４７によつて検出し
その出力でフリップフロップ１７をセットし、ＧＣＳｌ
２にゲート信号を与える。

さらにこのゲート信号発生回路２３は、ＧＣＳｌ２のカ
ソード・接地間の線路に巻回され、その電流検知を行な
うカレント・トランスＣＴと、このカレント・トランス
ＣＴの出力信号ＶＣＴ＜５誘導コイル１１の入力側の電
圧ＶＡを２入力とし、電圧Ｖ＾を基準レベルとして両者
を比較する比較回路ＣＯＭ２とを備え、ＶＣＴ≧′γ■
しとなつたときその出力でフリップフロップ１７をリセ
ットして、ＧＣＳｌ２のゲート信号を遮断してＧＣＳｌ
２ノをオフさせるものである。

２４はインバータ１５の最初の起動パルスを与える起動
信号発生回路で、所定の周期τ例えば０．４秒周期で起
動パルスを発生する。

この発振周期は任意に設定できるが電源投入後、インバ
ータ１５の発振開始が余り遅：れるのは好ましくなく、
実用上は約１秒以下に設定されればよい。２５は起動パ
ルスによりＧＣＳｌ２が導通した後、ゲート信号発生回
路２３が動作しなかつた場合であつても、導通後一定時
間が経過すると無条件にＧＣＳｌ２をオフに切換え、過
剰電流によるＧＣＳｌ２の破壊防止、周波数低下防止等
を行なう保護回路、２６は調理鍋Ｐの適不適を検知し、
不適性負荷例えば負荷の過大な銅鍋、アルミ鍋、或いは
逆に負荷の過小なナイフ、フォーク等をトッププレート
１上に載せたときは、インバータ発振を停止する負荷検
知回路２７は負荷が不適性と判断されたとき間欠ブザー
音を発し、使用者に警告するアラーム発生回路、２８は
約２００〜１２００Ｗの範囲で出力の調節を行なう出力
制御回路で、実際の操作はスライド摘み３（第１図）を
摺動させることにより行なう。

２９はイニシャルクリア回路で、抵抗３０およびコンデ
ンサ３１よりなる積分回路で構成され、電源投入時フリ
ップフロップ１７をリセット状態にするものである。

次に上記構成の誘導加熱調理器について、各種動作を波
形図を参照して詳述する。

（１）正常加熱動作（第３図） トッププレート１上に適性負荷例えば鉄鍋を置き、電源
スイッチ２をオンすると、まずイニシャルクリア回路２
９がはたらき、Ｌレベル信号がナンドゲートＮ７ＶｓＪ
Ｄｌに加わり、その出力をＨレベルとする。

この状態で無安定発振回路にて構成される起動信号発生
回路２４が作動開始する。すなわちこの起動信号発生回
路２４は、比較回路ＣＯＭｌを備え、その信号端子ｅに
は、抵抗３２およびコンデンサ３３よりなる時定数回路
出力が与えられ、他方基準端子４には、電圧Ｖｃｃを抵
抗３４，３５，３６にて分圧して得た基準レベルＶ＋が
加えられる。それ故電源投入後上記時定数で決まる時間
τ（０．４秒）が経過すると、コンデンサ３３の充電々
圧は、基準レベルＶ＋に達し、比較回路ＣＯＭｌの出力
は、ＨレベルからＬレベルに反転する。このＬレベルへ
の立下り信号は、次段のコンデンサ３７、抵抗３８より
なる微分回路を経てＬレベルパルスに整形され、ナンド
ゲートＮＡＮＤ３に入力される。いまこのナンドゲート
ＮＡＮＤ３の他の入力はＨレベルにあるからその出力は
Ｈレベルとなり、次段のナンドゲートＮ，ＡＮＤ４に加
えられる。

このときナンドゲートＮＡＮＤ４の他の入力はともにＨ
レベルにあるからその出力にＬレベルパルスが得られ、
フリップフロップ１７は反転し、ナンドゲートＮＡＮＤ
ｌの出力はＬレベルにセットされる。これによりインバ
ータ駆動回路１６内のトランジスタ３９，４０がともに
オン、トランジスタ４１，４２がオフ、トランジスタ４
３がオンとなつてＧＣＳｌ２のゲートに順バイアス電圧
＋ＶＢが加わりこれを導通する。かくしてインバータ１
５が発振始動する。

この後の発振動作をさらに説明すると、まずＧＣＳｌ２
の導通によつて誘導コイル１１及びＧＣＳｌ２を通つて
負荷電流１Ｌが流れる。この負荷電流１Ｌはカレントト
ランスＣＴにて検知され、その大きさに比例した電圧信
号ＶＣＴに変換されてゲート信号発生回路２３に加えら
れ比較回路ＣＯＭ２の信号端子ｅに入力する。この比較
回路ＣＯＭ２の基準端子１には、負荷への電源電圧ＶＡ
が抵抗４４，４５にて分圧されて入力され電源電圧に対
応して変化する基準レベルＶ＋が加えられこれレベルＶ
＋によりＧＣＳｌ２の尖頭電流が決定される。ここで基
準レベル■＋について説明しておく。本実施例に使用す
る電源電圧は力率改善をはかるためコンデンサ１０を小
容量としているため殆んど平滑されず、最大約１５０■
最小約１２Ｖの範囲で脈動する波形を描く。それ故カレ
ント・トランスＣＴで検知される信号もまたこれに比例
して脈動する。したがつていま仮に基準レベルＶ＋を電
源電圧の最大値に合わせて設定し固定したとすると、電
源電圧が低くなつたとき検知電圧■ＣＴもまた低下し基
準レベルＶ＋との差は極端に大きくなる。その結果この
電圧低下時には比較回路ＣＯＭ２の出力は、数ＫＨｚと
極端な低周波数信号となり、可聰音ノイズを発生し商品
価値の低下を招く。さらに付記すると、負荷電流１Ｌは
次式で表わされる。

式中Ｌは誘導コイル１１の等価インダクタンス、Ｒは等
価抵抗である。上式においてＩＬが尖頭値１ｐに達する
時間Ｔ１は、次式に表わす如くなる。この式より、Ｌ．
．Ｒ及びＩｐを一定とするとＴ１は、Ｖ＾のみに依存す
ることとなり、誘導コイル１１には、脈流電圧ＶＡに応
じて周波数変調された電流が流れることになる。

かかる現象の発生を防ぐため、本実施例では上述の如く
基準レベルＶ十を電源電圧に比例して変化させることに
より発振周波数の安定化を実現している。さて比較回路
ＣＯＭ２において、信号端子ｅへの入力信号■。

，が上昇して基準レベルＶ＋に等しくなると、その出力
はＨ−＋Ｌに反転しナンドゲートＮ，ＡＮＤｌの出力を
Ｈにリセットする。これによりトランジスタ３９，４０
はオフに変わり、トランジスタ４１はオン、トランジス
タ４３オフ、さらにトランジスタ４２はオンとなつてＧ
ＣＳｌ２のゲートには逆バイアスーＶＢが加わり、ＧＣ
Ｓｌ２はオフとなる。いまこのＧＣＳｌ２の導通期間を
Ｔ１とする。次にＧＣＳｌ２のターン●オフにより誘導
コイル１１に蓄積された電磁エネルギーにより共振コン
デンサ１４への充電が開始され上記電磁エネルギーの放
電が終了すると今度は共振コンデンサ１４の放電が始ま
る。

この共振コンデンサ１４への充放電期間をＴ２とする。
共振コンデンサ１４の放電が終了すると、この放電によ
り誘導コイル１１に蓄積された前回と逆方向の電磁エネ
ルギーがフライホィールダイオード１３を通つて放電す
る。かかるフライホィールダイオード１３の導通期間を
Ｔ３とする。なおこのＴ３期間中は、ＧＣＳｌ２のアノ
ード●カソード間にはフライホィールダイオード１３の
順方向オン電圧値分の逆バイアス電圧■Ｃが加わつてい
るため、たとえそのゲートに正の電気信号が加わつたと
してもこれは導通しない。他方電圧■Ｃは、ゲート信号
発生回路２３へ加えられる。

すなわち電圧Ｖｃは、ダイオード４６を介してトランジ
スタ４７のベースに加わり、Ｔ，期間中これをオフとす
る。したがつてトランジスタ４７のコレクタ電圧はＴ，
期間中Ｈレベルとなりその立上り信号は次段のコンデン
サ４８、抵抗４９を通つてＨレベルパルスに整形された
後、ナンドゲートＮＡＮＤ５に入力する。このときナン
ドゲートＮＡＮＤ５の他の入力はＨレベルにあるからそ
の出力としてＬレベルパルスが得られ、次段のナンドゲ
ートＮＡＮＤ３へ入力する。このナンドゲートＮＡＮＤ
３においても他の入力はＨレベルとなつているから、出
力としてＨレベルパルスが得られさらに次のナンドゲー
トＮＡＮＤ，に加わる。このナンドゲートＮＡＮＤ，の
他の入力はともにＨレベルにあるからその出力としてＬ
レベルパルスが得られ、フリップフロップ１７のナンド
ゲートＮＡＮＤ２に加わる。

これによりフリップフロップ１７はリセットされナンド
ゲートＮＡＮＤｌの出力がＬレベルに変わる。このＬレ
ベル信号により再びトランジスタ３９，４０がオン、ト
ランジスタ４１がオフ、トランジスタ４３がオン、さら
にトランジスタ４２がオフに変つてＣＣＳｌ２のゲート
に順バイアス電圧＋ＶＢが加わる。かかる動作はＴ３期
間の初期になされ、この期間中この状態が保持される。
それ故フライホィールダイオード１３を介して誘導コイ
ル１１の電磁エネルギーの放出が終了し、電圧Ｖｃが正
に変ると同時にＧＣＳｌ２は導通し、再び負荷電流１Ｌ
がこのＧＣＳｌ２を通つて流れ、自制発振の次のサイク
ルが始まる。

このようにして起動パルスによる発振開始後は、負荷の
状態に応じて約２０〜４０ＫＨｚの周波数で自制発振が
実行される。このような自制発振状態ではナンドゲート
ＮＡＮＤｌの出力は発振周波数に対応して゜“Ｈ゛゜゜
Ｌ゛を繰返すが、このＬレベル信号は、ダイオード５０
および抵抗５１を介して比較回路ＣＯＭｌの信号端子ｅ
を低レベルにクランプする。それ故比較回路ＣＯＭｌ出
力もまたＨレベルにクランプされることとなり起動パル
スは発生しない。（２）負荷検知動作（第４図）誘導加
熱調理器にあつては負荷が不適性な場合これをそのまま
加熱するとインバータに過大電流が流れてＧＣＳｌ２を
破壊したり、或はナイフ、フォーク等の小物負荷を加熱
し、それと知らずにこれに触れて火傷を負つたり、さら
に無負荷の状態で加熱するとインバータに過大電圧が発
生し、ＣＣＳｌ２を破壊したり、或は電力を無駄に消費
してしまうという問題が発生する。

それ故これら・゛不適性な負荷がトッププレート１上に
置かれた場合、或は無負荷の場合は、インバータ１５の
駆動を止め、加熱動作を停止する必要があり、本実施例
では、かかる負荷検知を下記の如き負荷検知回路２６で
行つている。この回路について第４図Ａを用いてます適
性負荷検知動作から説明する。トッププレート１上に、
鉄鍋、ステンレス鍋等の適性負荷が載置されている場合
電圧Ｖｃが負となつているＴ３期間にあつてはゲート信
号発生回路２３のトランジスタ４７はオフ状態になつて
おり、”そのコレクタ●電圧ＶＣＥはＨレベルにある。
このＨレベル信号は負荷検知回路２６内の抵抗５２、コ
ンデンサ５３よりなる積分回路に入力され、さらにこの
積分出力は比較回路ＣＯＭ，の信号端子ｅへ信号Ｖ−と
して加えられる。一方比較回路ＣＯＭ，の基準端子１に
は電圧Ｖｃｃを抵抗５４，５５，５６にて分圧して得た
基準レベルＶ＋が印加されている。したがつてコンデン
サ５３は期間Ｔ３にて充電され、期間Ｔｌ，Ｔ２にて放
電され、この充電々圧が比較回路ＣＯＭｌにて基準レベ
ルＶ十と比較されることとなる。ここで適性負荷の場合
、自制発振の一周期Ｔ（＝Ｔ１＋Ｔ２＋Ｔ３）に対する
期間Ｔ３の割合は比較的小さく、そのためコンデンサ５
３で積分された電気量も比較的小さい値となりその電圧
レベルは低レベルで略一定に保たれる。それ故この電圧
は基準電圧Ｖ＋に達することはなく比較回路ＣＯＭ４の
出力はＨレベルに保持される。したがつてナンドゲート
ＮＡＮＤ５を開放状態とし、ゲート信号発生回路２３に
よる自制発振駆動を可能にしている。次に過大負荷若し
くは小物負荷をトッププレート１上に置いた場合、およ
び無負荷とした場合の動作を第４図Ｂについて説明する
。

このような負荷状態にあつては、フライホィールダイオ
ード１３の導通期間Ｔ３の発振周期Ｔに占める割合は増
大する。すなわちコンデンサ５３は適性負荷時に比べて
充電時間が増加し、放電時間が減少することにより、コ
ンデンサ５３の充電々圧は徐々に上昇していき、終には
基準レベルＶ＋に等しくなる。この時点で比較回路ＣＯ
Ｍ４の出力は、Ｌレベルパルスを出力し、ナンドゲート
ＮＡＮＤ５を閉鎖する。それ故、ナンドゲートＮＡＮＤ
３，ＮＡＮＤ，もまた閉鎖されフリップフロップ１７へ
のセット入力は阻止されて同時に比較回路ＣＯＭ２の出
力によりリセットされ、ナンドゲートＮ，ＡＮＤｌの出
力はＨレベルに固定される。かかるフリップフロップ１
７のリセットによりインバータ１５は発振を停止する。
このようにして不適性負荷状態では加熱動作が停止する
。この不適性負荷検知状態にあつては、ナンドゲートＮ
ＡＮＤｌの出力はＨレベルに固定されるから起動信号発
生回路２５の禁止が解かれ時間Ｔ（約０．４秒）後に起
動パルスを発生する。

この起動パルスはインバータ１５に発振用トリガー信号
として与えられインバータ１５は再起動するが、不適性
負荷状態が続いていれば負荷検知回路２６にて前述の如
く不適性を判別してインバータ１５の動作を停止させる
。このように不適性負荷状態が解除されるまで起動と停
止の繰り返し動作が行なわれる。なお不適性負荷状態で
はインバータ１５が起動されてから負荷検知回路６によ
り停止するまでの時間は数ｍ秒であり、これは起動信号
周期τに比較して十分短かく、負荷が加熱されることは
ない。しかる後この不適性負荷を適性負荷と置きかえる
と正常な自制発振に復帰する。次表は各種負荷における
期間の割合Ｔ３／Ｔおよびコンデンサ５３の充電々圧■
−の値を示す。

この表より明らかなように鉄、ステンレスを主体とする
適性負荷ではＴ３／Ｔの値は約０．２〜０．３までの範
囲にあり、他方アルミ板よりなる不適性負荷或は無負荷
状態では０．３以上となつている。この差はコンデンサ
５３の充電々圧Ｖ−にも現われており、適性負荷では２
．０■以下、不適性負荷では２．０Ｖ以上となつている
。それ故比較回路ＣＯＭ４の基準レベルＶ＋を２．０Ｖ
に設定すれば適性負荷と不適性負荷の判別を行なうこと
ができる。なお小物負荷については表示していないが、
表中に示すアルミ板と鉄・ステンレス製鍋の値の略中間
値となり、これは２．０Ｖ以上となり不適性負荷と判断
される。なお不適性負荷が判別されてインバータ１５の
発振が停止するとトランジスタ４７はオン状態に保持さ
れコンデンサ５３の充電々圧はこのトランジスタ４７を
通つて放電する。それ故比較回路ＣＯＭ，の出力は、Ｌ
レベルとなつた後一定時間経過後再びＨレベルに戻る。
（３）アラーム発生動作（第５図）さて、不適性負荷が
検知されると、インバータ１５の発振駆動が停止するが
、一方本実施例にあつては、比較回路ＣＯＭ４の出力が
次段のアラーム発生回路２７に加えられてこれを駆動し
不適性鍋が置かれたことおよびこれにより加熱動作を停
止したことを使用者に知らせる構成がとられている。

すなわぢ比較回路ＣＯＭ４からＬレベルパルスが発せら
れるとこの信号はインバータ５７にて反転され抵抗５８
、コンデンサ５９よりなる積分回路・を経て比較回路Ｃ
ＯＭ，の信号端子θへ入力する。

しかしてこのパルス信号が電圧■Ｃｃを抵抗６０，６１
で分圧して得た基準レベルＶ＋より大きければ比較回路
ＣＯＭ５よりＬレベル信号が出力され次段のブザー６２
を駆動してパルス音を発する。負・荷検知動作は、起動
パルスの発生ごとになされるから比較回路ＣＯＭ，の出
力は、０．４秒間隔でＬレベルとなり、これに同期して
パルス音が発せられることになる。このパルス音の発生
期間は０．４秒より短かい期間例えば０．１秒間に設定
すれば０．４秒ｊ周期の間欠アラーム音を発することが
でき使用者の注意を喚起することができる。（４）出力
調節動作（第６図） 出力調節は、出力制御回路２８に組込まれた可変抵抗器
６３を操作することにより行なわれる。

本実施例における制御回路２８は約１＠の周期内でイン
バータ１５の発振及び停止の割合を変えるものである。
すなわち、比較回路ＣＯＭ６の基準端子４に電源電任■
Ｃｃを抵抗６４，６５にて分圧して得た基準レベル信号
Ｖ＋を、信号端子θに抵抗６６、コンデンサ６７よりな
る積分回路出力を与え、その時定数を約１（８に設定す
る。比較回路ＣＯＭ６の出力は、ダイオード６８および
抵抗６９、コンデンサ７０よりなる積分回路を介して次
段の比較回路ＣＯＭ７の信号端子θへ入力される。

この比較回路ＣＯＭ７の基準レベル端子１には、可変抵
抗器６３および抵抗７１にて電源電圧Ｖｃｃを分圧して
得た基準レベル信号Ｖ＋が与えられ、かつこの基準レベ
ルＶ＋は可変抵抗器６３の操作すなわちスライド摘み３
（第１図）の摺動により任意の値に設定される。このよ
うにして設定された基準レベルＶ＋を端子θへの入力信
号が越えたとき比較回路ＣＯＭ７の出力は、Ｌレベルに
反転しナンドゲートＮＡＮＤ４の出力をＨレベルに変え
る。これによりフリップフロップ１７を反転し、インバ
ータ１５の発振を停止する。すなわち比較回路ＣＯＭ７
の出力がＨレベルにある期間のみインバータ１５は発振
することとなる。尚第６図Ａは可変抵抗器６３の抵抗値
を最小、すなわち出力最小とした場合を、また同図Ｂは
可変抵抗器６３の抵抗値を最大、すなわち出力最大とし
た場合を示し、出力最小時は、１０秒間のうち１ｄ秒間
加熱し、他方出力最大としたときは信号電圧は、基準レ
ベルに達することなく、比較回路ＣＯＭ，出力は常にＨ
レベルに保持される。これにより最大出力時においては
、休止期間をおくことなくインバータ１５が発振し続け
る。叙上の如くして出力を約２００〜１２００Ｗの範囲
で任意に調節することが可能となり、調理を最も適切な
出力（火力）で行なうことができる。（５）保護回路動
作（第７図） 本実施例では、ＧＣＳｌ２に流れる電流をカレントトラ
ンスＣＴにて検知しその値が一定値以上とならないよう
制御されるが、特に起動時或は動作中であつても負荷電
流の立上りの大きさやタイミングによりカレントトラン
スＣＴを巻回したフェライト磁石の磁化状態が変化し、
負荷電流に比例した検知電流が得られない場合が発生す
る。

かかる現象が生じた場合、ゲート信号発生回路２３がは
たらかず、ＧＣＳｌ２の導通時間が異常に長くなり、こ
れに過剰電流が流れて破壊するという事故が発生する。
このような事故からＧＣＳｌ２を守るため保護回路２５
が設けられている。この保護回路２５は仮にカレントト
ランスＣＴにより正しい電流検知がなされずＧＣＳｌ２
に電流が流れ続けたとしてもＧＣＳｌ２導通後一定時間
経過したときは無条件にこれをオフするものである。す
なわち、起動信号発生回路２４が動作してＬ比較回路Ｃ
ＯＭｌ出力がＬレベルに変わるとこの信号は抵抗７２、
ダイオード７３を経て比較回路ＣＯＭ３の基準端子１に
加えられ、かつこの基準端子１には電源電ＥＥＶＣＣを
抵抗７４，７５にて分圧された基準レベル電圧Ｖ＋が与
えられる。一方起動パルスによりフリップフロップ１７
のナンドゲートＮＡＮＤｌの出力はＬレベルとなるから
、トランジスタ７６はオフ状態となり、コンデンサ７７
の充電々圧は上昇する。すなわち、抵抗７８およびコン
デンサ７７よりなる積分回路の出力がその゛信号端子θ
に与えられる比較回路ＣＯＭ３は、積分回路出力が基準
レベル電圧■十に達したときＬレベル出力を発し、フリ
ップフロップ１７をリセットし、ナンドゲートＮＡＮＤ
ｌの出力はＨレベルに変る。それ故インバータ駆動回路
１６はＧＣＳｌ２をオフにすべく動作しその後ナンドゲ
ートＮＡＮＤｌのＨレベル出力は、トランジスタ７６を
再びオンに反転し、コンデンサ７７の充電々圧を放電す
るから、比較回路ＣＯＶＬ３の出力は直ちにＨレベルに
復帰する。この保護回路２５の出力端およびゲート信号
発生回路２３の出力端は、オア接続されてナンドゲート
ＮＡＮＤｌに与えられるからゲート信号発生回路２３か
らの出力がなくとも、保護回路２５の動作により、ＧＣ
Ｓｌ２はオフされることとなる。また保護回路２５は、
起動信号発生回路２４が作動すると、まず一定期間低入
力で動作し、その後正規の入力で動作するよう構成され
ている。

すなわぢ比較回路ＣＯＭ，の基準レベルＶ＋は、低レベ
ルＶ＋（Ｌ）および高レベルＶ＋（Ｈ）の２値をとり、
レベルＶ＋（Ｈ）は起動信号発生回路２４が停止してい
るとき、またレベルＶ＋（Ｌ）は起動信号発生回路２４
が作動しているときに対応し、これは比較回路ＣＯＭｌ
の出力を抵抗７２およびダイオード７３を介して比較回
路ＣＯ鳩の基準端子１に加えることにより達成される。
すなわち上述したようにカレントトランスＣＴが電流を
検知せず、ゲート信号発生回路２３が動作しなかつた場
合、保護回路２５から発せられるパルスによりインバー
タ１５は発振駆動されるが、このとき負荷が銅鍋等の不
適性負荷であるとＧＣＳｌ２に過剰電流が流れ、破壊さ
れる危惧がある。一方無負荷の場合ＧＣＳｌ２に過大電
圧が加わり同様に破壊される惧れがある。それ故電源投
入直後は、保護回路２５出力パルスの周波数を例えば３
５ＫＨｚ程度と高くし、負荷への入力を下げＧＣＳｌ２
へ流れる電流及びこれに加わる電圧を減少、低下させＧ
ＣＳｌ２の保護をはかつている。一方この低入力時に同
時に負荷検知回路２６にて負荷の適不適が判断され、不
適性負荷であれば直ちにインバータ発振は停止する。こ
の場合起動から停止までの期間は数ｍ秒であるのに対し
、起動信号発生期間は２０ｍ秒程度に設定されているか
ら上記発振停止時期は保護回路２５による高周波発振期
間内に十分納めることができる。それ故負荷検知動作が
低周波発振期間にまで延びて不適性負荷時最大電流を流
すという危惧はないまた保護回路２５は発振周波数の最
小限を定め、発振周波数が可聴領域にまで低下するのを
防止するはたらきをする。

例えば本実施例にあつてはインバータ１５の発振は、無
負荷状態から起動した場合、発振周波数が最低すなわち
１轍ＫＨｚの可聴周波数となり騒音発生の原因となるが
、叙上の如く保護回路２５にて高周波数にて発振開始す
ることによりかかる騒音発生を防ぐことが可能となる。
このほか誘導コイル１１の等価インダクタンス及び等価
抵抗の大きい例えば１８ステンレス鋼よりなる鍋を使用
した場合にも、インバータの発振周波数は、２０ＫＨｚ
以下の可聰周波数に下るが、上記保護回路２５のはたら
きによりこれは阻止される。

以上本発明に係る誘導加熱調理器全体の構成および動作
について詳述したが、本発明の特に重要な点は、自制発
振インバータの発振が常に正常に行なわれるよう保護回
路を設けたことにある。

すなわち本発明にあつては、自制発振を制御するゲート
信号発生回路が被検知電流の検知が正しくなされない場
合が稀に発生することを考慮し、スイッチング素子の保
護をはかるためスイッチング素子導通後一定時間が経過
したときは無条件にこれを遮断し、スイッチング素子へ
の過剰電流通電を防止している。これによりスイッチン
グ素子の長寿命化が保障される。また本発明によれば、
保護回路の動作は最初低入力すなわち高周波数にて発振
開始されるから、従来無負荷状態のとき発生していた周
波数低下に伴うノイズ発生の欠点は防止される。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明誘導加熱調理器の実施例斜視図、第２図
は同実施例回路図、第３図ないし第７図は同実施例の動
作を説明するための信号波形図である。 １５・・・インバータ、１６・・・インバータ駆動回路
、２３・・・ゲート信号発生回路、２４・・・起動信号
発生回路、２５・・・保護回路、２６・・・負荷検知回
路、２７・・・アラーム発生回路、２８・・・出力制御
回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 一旦発振開始するとその後は自分自身で発振用トリ
   ガ信号を生成してスイッチング素子を開閉制御し発振を
   持続する自制発振インバータを含む誘導加熱調理器にお
   いて、上記インバータ適所に流れる電流を検知し該検知
   信号を基準レベル信号と比較し、検知信号が所与の基準
   レベルに達したとき上記スイッチング素子を遮断する制
   御手段と、上記インバータ適所の電流通電期間を検知し
   該通電期間が所与の値に達したとき上記スイッチング手
   段を遮断する他の制御手段を設けたことを特徴とする誘
   導加熱調理器。