JPS6113354B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は誘導加熱調理器に関する。

誘導加熱調理器は商用交流電源を整流して脈流
とし、或はこの脈流電源をさらに平滑して直流に
変換し、この直流電源によりインバータ回路を、
約20〜40KHz程度の高周波数にて発振させこれに
より発生する高周波交番電流をワークコイルに加
えて磁界を発生させこの磁界をワークコイルに近
接して配置した鉄系金属よりなる調理鍋に加えて
これを誘導加熱するものである。

この種誘導加熱調理器は炎による加熱ではない
ため外観からは加熱動作中であるかどうかの判断
ができず、調理鍋を鍋載置台であるトツププレー
ト上に置かない状態で加熱してしまつたり、或は
加熱動作中であることに気づかず、ナイフ、フオ
ーク等の鉄系金属よりなる小物負荷をトツププレ
ート上に置いて加熱してしまうという問題が生じ
る。

これは前者の場合電気部品の破損を招来すると
いう危惧があるばかりでなく電力消費の無駄であ
り、また後者の場合使用者が加熱されたナイフ等
に触れて火傷を負うという危険があり安全上好ま
しくない。従来このような問題に対処して、トツ
ププレートの下面に磁石を配置して鍋載置をこの
磁石にて検知する装置が提案されているが、かか
る装置は磁石を吸引しない特殊なステンレス鍋に
は適用できないという不利がある。

また他の入力検知方法として、入力電流を検知
して、その大小を判定することにより小物負荷或
は無負荷を検知することも知られている。この方
法は適当な間隔で、インバータを発振させてこの
とき流れる入力電流を検知するものであるが、イ
ンバータを少なくとも一サイクル発振させなけれ
ばならず、それ故検知タイミングを約２秒ないし
５秒程度と比較的長い時間々隔をおかなければな
らない。なぜなら例えば、秒単位以下の短時間タ
イミングで検知すると、検知のための発振サイク
ル期間々隔が短かくなり、小物負荷が加熱されて
しまう危惧があるからである。一方調理の種類に
よつては、鍋をトツププレートから頻繁に上げ下
ろしすることがあり、このような場合前述の検知
方法では上げ下げのたびに約２ないし５秒間加熱
動作が停止することとなる。それ故事実上このよ
うな調理は不可能である。

本発明はこのような実情に鑑みてなされたもの
で、磁石を吸引しないステンレス鍋を含む適性な
負荷が載置されていないとき、若しくはナイフ、
フオーク等不適性な小物負荷がトツププレート上
に載置されているときは、これを検知して加熱動
作を停止し、装置内部の回路部品の保護及び調理
の安全化を図つたものである。

さらに本発明は、負荷となる調理鍋をトツププ
レート上に置いたときこれを検知して高周波イン
バータの発振を可能とする負荷検知回路と、調理
鍋をトツププレート上から取り去つたときこれを
検知して高周波インバータの発振を禁止する無負
荷検知回路を備え、これらを約10ｍsec前後のタ
イミングで動作させることにより、負荷検知応答
性を改善したものである。

以下本発明実施例を図を参照して説明する。第
１図において１は、商用交流電源、SPWは電源
スイツチ、２は４個のダイオード（図示せず）を
ブリツジ接続してなる整流回路、CHはチヨーク
コイル、COは、チヨークコイルCHを介して整流
回路２に接続されたコンデンサで、商用交流周波
数（50／60Hz）に対してはインピーダンスが高く
かつ高周波に対してはインピーダンスが低い10μ
Ｆ程度の小容量の高周波バイパスコンデンサが使
用される。したがつてコンデンサCOとチヨーク
コイルCHの接続点には、０〜140V間で振動する
脈流信号Ｖ_CC1（第３図）が得られる。Ｌは一端
側をチヨークコイルCHを介して整流回路２の正
極側に接続されたワークコイル、GTRはスイツ
チング素子例えばスイツチングトランジスタで、
コレクタをワークコイルＬ他端に、エミツタを整
流回路２の負極側に、またベースを後述する駆動
回路３に接続されている。このスイツチングトラ
ンジスタGTRとしては本実施例で使用する大容
量のジヤイアントトランジスタ或はゲート・ター
ンオフ・サイリスタGTO等が使用できる。また
上記ワークコイルＬは渦巻状に巻回されており、
これに近接してセラミツク板等の絶縁性トツププ
レート４が配置されさらにこのトツププレート４
上には鉄系金属よりなる調理鍋５が載置される。
したがつてワークコイルＬにて発生する高周波交
番磁界はトツププレート４を透過して鍋５に加え
られる。Ｃ１はスイツチングトランジスタGTR
と並列に接続された共振コンデンサ、Ｄ１はスイ
ツチングトランジスタGTRと逆並列に接続され
たダイオードである。これらの各部分によりイン
バータ回路が構成される。CTはワークコイルＬ
とダイオーＤ１間の線路に巻かれたカレントトラ
ンスで、出力端子Ｘに入力電圧に比例した電圧ｘ
を出力する。６は制御電源で、電源スイツチ
SPWを介して交流電源１が供給され、それぞれ
所定の値をもつ直流電圧Ｖ_CC2，Ｖ_DDおよび脈流
信号Ｖ_CC3を出力する。ここで直流電圧Ｖ_CC2は、
約24Vであり、駆動回路３の駆動用電源として利
用される。また直流電圧Ｖ_DDは、制御電源６内の
定電圧回路７により約13Vの値をもつ安定な直流
電圧とされ、後述する各回路の駆動用電源として
利用される。さらに脈流信号Ｖ_CC3は、０〜40V
の振幅をもち、起動回路８に加えられる。

起動回路８は、駆動電源として電圧Ｖ_DDを、ま
た信号として脈流信号Ｖ_CC3を入力してインバー
タ回路を起動する起動信号を出力するものであ
る。

該回路８について説明すると、VR１は、一端
を電源Ｖ_DDに他端をコンデンサＣ２の一端に接続
された可変抵抗、Ｑ１は、電源Ｖ_DDがアノードに
また可変抵抗VR１、コンデンサＣ２接続点電位
がゲートに加えられるSCRで、そのカソードに
接地されている。Ｒ１，Ｃ３はSCR（Ｑ１）の
アノード・カソード間に並列に介挿された抵抗お
よびコンデンサで、電源投入時に生じる可能性の
ある突入電流等ノイズを吸収するものである。
NAND１はSCR（Ｑ１）のアノード電位が抵抗Ｒ
２を介して得られる信号Ａが一端に加えられるナ
ンドゲートで、ゲート開放信号Ａがこのゲートの
閾値電圧Vth以上となつたとき導通する。Ｑ２は
ナンドゲートNAND１の出力がコンデンサＣ４、
抵抗Ｒ３を経てそのベースに加えられるトランジ
スタでそのコレクタは抵抗Ｒ４を介して電源Ｖ_DD
に、またエミツタは抵抗Ｒ５を介して接地されて
いる。Ｃ５は、トランジスタＱ２のコレクタ側に
接続されたコンデンサで、その出力としてパルス
信号Ｂを得る。

INV１はトランジスタＱ２のコレクタに接続さ
れ、コレクタ電位を反転するインバータ、Ｄ２は
インバータINV１出力端に設けられた逆流防止用
ダイオードで起動パルスＣを出力する。出力信号
ＤはトランジスタＱ２のコレクタより出力される
信号で、信号Ｂと略同一波形である。

９は出力制御回路でＱ３はカレントトランス
CTの端子Ｘからの信号ｘが抵抗Ｒ７を介してそ
のベースに加えられるトランジスタで、そのコレ
クタは抵抗Ｒ８を介して電源Ｖ_DDにまたインバー
タINV２の入力端に接続され、そのエミツタは接
地されている。Ｄ３は、トランジスタＱ３のベー
ス・エミツタ間に接続され入力信号ｘを半波整流
するダイオード、INV３は、上記インバータINV
２の出力が抵抗Ｒ９，Ｒ１０を介して加えられる
インバータで、その入力端は、起動回路８のダイ
オードＤ２のカソードに接続され起動信号Ｃが加
えられる。Ｃ６は抵抗Ｒ９，Ｒ１０間接続点（以
下Ｙ点という）アース間に設けられたコンデン
サ、INV４は、インバータINV３の出力が入力さ
れるインバータで、上記インバータINV３ととも
にシユミツト回路を構成している。Ｒ１１は、イ
ンバータINV３の入力端とインバータINV４の出
力端との間に介挿された抵抗でインバータのスイ
ツチング速度を速くするものである。Ｃ７，Ｒ１
２，Ｄ４はコンデンサ、抵抗、およびダイオード
で、インバータINV４の出力端とアースとの間に
接続されている。上記コンデンサＣ７、抵抗Ｒ１
２接続点（以後Ｚ０という）電位は抵抗Ｒ１３を
介してインバータINV５に入力され、さらにこの
インバータINV５の出力は他のインバータINV６
に加えられる。これら２個のインバータINV５，
INV６はシユミツト回路を構成している。Ｒ１４
はINV５の入力端とインバータINV６の出力端の
間に介挿された抵抗である。インバータINV６の
出力は、抵抗Ｒ１５を介して駆動回路３へ加えら
れる。なお、この駆動回路３は、上記インバータ
INV６からの出力信号をトランジスタ或はトラン
ス（図示せず）にて増幅し、これをスイツチング
トランジスタGTRのベースに加えられるもの
で、この起動信号が正信号のときスイツチングト
ランジスタGTRをターンオンし他方負信号のと
きターンオフするよう構成されている。かかる増
幅回路よりなる駆動回路３は、上述の如く周知の
回路構成で実現できるからその詳細は省略する。

１０は出力遅延回路で、Ｃ７は一端に電源Ｖ_DD
が加えられるコンデンサ、Ｑ４はこのコンデンサ
Ｃ７の他端に抵抗Ｒ１６を介してそのベースが接
続されるトランジスタで、このトランジスタＱ４
のコレクタは、抵抗Ｒ１７を介して抵抗Ｒ１３の
Ｚ０点に、またエミツタは接地されている。Ｄ５
はトランジスタＱ４のベース・エミツタ間に接続
されたダイオードでコンデンサＣ７の充電電荷を
放電するものである。この出力遅延回路１０の意
義及び動作については後述する。

１１は、過負荷検知回路で、鍋５の材料の違い
による過大入力や、偶発的な突入電流の発生によ
る電気部品の破損から装置を保護するものであ
る。

図中INV７はカレントトランスCT出力端の信
号ｘを抵抗Ｒ１８を介して入力するインバータ、
FF１は２個のナンドゲートNAND２，NAND３
よりなるフリツプフロツプでインバータINV７の
出力はナンドゲートNAND２の一入力に加えら
れ、また他方のナンドゲートNAND３の一入力に
は起動回路８のトランジスタＱ２のコレクタ電位
信号Ｄが加えられリセツトされる。Ｑ５はフリツ
プフロツプFF１のナンドゲートNAND２の出力
が抵抗Ｒ１９を介してそのベースに入力されるト
ランジスタで、コレクタは抵抗Ｒ２０を介して抵
抗Ｒ１３のＺ０点に、またエミツタは抵抗Ｒ２１
を介して接地されている。Ｒ２２，Ｄ９はインバ
ータINV７の入力端とアースとの間に並列に介挿
された抵抗およびダイオードで、カレントトラン
スCT出力信号ｘを抵抗Ｒ１８とともに分圧し、
半波整流するものである。

１２は無負荷検知回路でトツププレート４上に
載置されていた鍋５を取り去つたときこれを検知
するものである。ナンドゲートNAND４の一入力
端には抵抗Ｒ２の出力端より信号Ａが、また他の
入力端には抵抗Ｒ２３，Ｒ２４を介して分圧され
たカレントトランスCTの検知出力信号ｘが入力
される。この信号ｘの分圧信号は同時にカウンタ
CNTのクロツク入力端CKに接続される。

ZD１は抵抗Ｒ２４と並列接続されたツエナー
ダイオードでナンドゲートNAND４を保護するも
のである。

１３はトツププレート４上に鍋５を載置したと
きこれを検知する負荷検知回路で、上記カウンタ
CNTを有している。このカウンタCNTは10個の
出力端子をもちクロツクパルスを計数してそれぞ
れ対応出力端子より信号を発するいわゆるジヨン
ソンカウンタとして知られるものである。

本実施例では、上記出力端子のうち第６出力端
子q6すなわち６発のクロツクパルスが計数され
たとき信号を出力する端子が使用される。それ故
このカウンタCNTは、信号ｘのパルスのうち一
定値以上の値をもつパルスを計数し、このパルス
数が６個になつたとき出力q6を発生する。この
数値「６」は負荷の存在と、無負荷若しくは小物
負荷の存在の判定基準となるもので６個以上のと
き負荷なしと判定され、また５個以下のとき負荷
ありと判定される。なお上記カウンタCNTの端
子CLは、クリア信号入力端子で、起動回路８か
ら信号Ａが加えられて、交流信号の半周期ごとに
クリアされる。FF２はナンドゲートNAND５，
NAND６よりなるフリツプフロツプで、ナンドゲ
ートNAND５の一入力端には、起動回路８よりの
信号Ｂが加えられ、またナンドゲートNAND６の
一入力端にはカウンタCNTの出力信号がインバ
ータINV８を介して加えられる。ナンドゲート
NAND７はSCR（Ｑ１）からの信号Ａおよびナン
ドゲートNAND５の出力信号Ｉを２入力とし出力
Ｊを得る。FF３は、ナンドゲートNAND８，
NAND９よりなるフリツプフロツプで、上記ナン
ドゲートNAND４の出力信号Ｋをナンドゲート
NAND３の一入力端に、またナンドゲートNAND
７の出力信号ＪをナンドゲートNAND９の一入力
端にそれぞれ入力し、ナンドゲートNAND９の出
力より信号Ｌを得る。この信号Ｌは、逆流防止用
ダイオードＤ７を介してインバータINV３の入力
側Ｙ点に入力される。Ｒ２５，Ｄ６はナンドゲー
トNAND５の出力端とナンドゲートNAND７の入
力端間に介挿された抵抗およびダイオードで、ナ
ンドゲートNAND４出力ＫがＬレベルとなつと
き、ナンドゲートNAND９の入力側をＬレベルと
し、フリツプフロツプFF３の２入力がともにＬ
レベルになるのを防ぐものである。１４は、前述
の無負荷検知回路１２および負荷検知回路１３の
機能を停止する動作解除回路で、ナンドゲート
NAND９の一入力端とアースとの間に常開スイツ
チSOおよび抵抗Ｒ２６を介挿してなる。

このスイツチSOの操作によりフリツプフロツ
プFF３の出力は、Ｈ（ハイ）レベルに固定され
加熱動作は、負荷の有無に関係なく実行される。
この動作解除回路１４は、小物負荷と同程度の負
荷をもつ小型の調理鍋を加熱したい場合等に利用
される。

１５は温度出力調節回路で、出力一定状態で調
理鍋の加熱温度を制御する温度調節機能と、出力
を所定の範囲（本実施例では約500Wないし約
1350Wの範囲）で調節できる出力調節機能とを有
している。本例では温度調節は、60℃〜100℃ま
での低温領域と、160℃〜200℃までの高温領域に
分割してなるが、これは一温度領域のみでも、ま
た３以上の温度領域とすることもできる。かかる
温度調節機能は、天ぷら料理等最適調理温度を有
するものに利用して有効である。他方出力調節機
能は、その出力を500Wから1350Wの範囲で切換
えることにより、調理鍋へのエネルギー供給量す
なわち他の調理器でいえば火力に相当するものを
調節するものであり、料理途中で出力を変えた方
がよい場合、例えば最初出力を「強」とし、後出
力を「弱」とする方がよい場合等に利用される。
また湯を沸かしたい場合は出力「強」とすれば最
も早く沸かすことができる。なお温度調節或は出
力調節の表示は後述する出力表示回路にてなさ
れ、温度調節機能がはたらいている場合、設定温
度に達するまでは発光ダイオードLED１〜LED
５が点灯しており、設定温度に達すると消灯す
る。これにより設定温度に達したかどうかが判
る。また出力調節機能がはたらいている場合は、
出力に応じて所望の発光ダイオードLED１〜
LED５が点灯することとなる。

図にもどつて構成の説明を続けると、Thは電
源Ｖ_DDとアース間にコンデンサＣ９とともに介挿
された感熱素子で例えば負特性サーミスタが使用
される。Ｓ１〜Ｓ４は３接点切換スイツチで端子
，，上をスライド接片が移動するものであ
り、各スイツチはともに連動するように構成され
ている。

ここでスイツチＳ１，Ｓ２は、温度調節用であ
つて加熱温度領域の切換えに、スイツチＳ３は温
度調節から出力調節への切換えに、またスイツチ
Ｓ４は基準レベルの設定に使用される。ここでス
イツチＳ１の端子，はそれぞれ抵抗Ｒ２７，
Ｒ２８を介して電源Ｖ_DDに接続され端子は抵抗
Ｒ３２を介して接地される。スイツチＳ１の共通
端子はサーミスタThの一端および差動増幅器
OPの負電位入力端に接続されている。スイツ
チＳ２の端子，はそれぞれ抵抗Ｒ２９，Ｒ３
０を介して差動増幅器OPの負電位入力端およ
びサーミスタThの一端に接続されまた端子は
空位にある。このスイツチＳ２の共通端子は可
変抵抗VR２を介して接地されるとともに、スイ
ツチＳ３の端子に接続されている。スイツチＳ
３の端子，は共通の抵抗Ｒ３１を介して接地
され、共通端子は、抵抗Ｒ２０を介してＺ０点
に接続されている。スイツチＳ４の端子は抵抗
Ｒ３３を介して接地され、端子，はともに空
位にあり、また共通端子は抵抗Ｒ３４を介して
差動増幅器OPの正電位入力端に接続される。

この正電位入力端には、直流電圧Ｖ_DDが抵抗
Ｒ３５，Ｒ３６により分圧されて基準電圧として
入力される。また抵抗Ｒ３６にはコンデンサＣ１
０が並列に介挿される。OPは上述の差動増幅器
で、正電位入力端に入力する信号が負電位入力
端に入力する信号より大きいとき、Ｈレベル信
号を出力し、逆に負電位入力信号が正電位入力信
号より大きいときＬレベル信号を出力する。この
差動増幅器OPの出力は、ナンドゲートNAND１
の一入力端に加えられる。ここで上記各スイツチ
Ｓ１〜Ｓ４の具体的構成について第２図に基いて
説明しておく。１８は、調理器操作面、１６はこ
の操作面１８に設けられた切換摘みで、この切換
摘み１６を上方より下方へ３段階（図中矢印で示
す）に切換えることにより上２段で温度調節、下
段で出力調節が可能となる。すなわち、上段に
は、スイツチＳ１〜Ｓ４の端子が、中段には端
子が、さらに下段には端子がそれぞれ設定さ
れる。そしていまの場合端子設定状態は60℃な
いし100℃の低温加熱領域、端子設定状態は160
℃ないし200℃の高温加熱領域、端子設定状態
は出力調節領域に設定されている。

LED１〜LED５は出力表示をなす発光ダイオ
ードである。例えばいま端子設定状態にあると
すると、差動増幅器OPの正電位入力端に加わ
る基準電位は、スイツチＳ４の端子に連なる抵
抗Ｒ３３の並列挿入により低いレベルにある。

他方負電位入力端に加わる比較電圧は、抵抗
Ｒ２７，Ｒ２９、サーミスタThおよび可変抵抗
VR２によつて決まりかつ温度上昇によりサーミ
スタThの抵抗値は低下することから、比較電圧
が基準電圧に達し差動増幅器OPの出力をＬレベ
ルに変えてしまう。それ故低温加熱領域での温度
調節が可能となる。他方端子に切換えた場合
は、スイツチＳ４の端子は空位にあるから、前
述の抵抗Ｒ３３の並列介挿は遮断され、差動増幅
器OPの正電位入力端子の基準電位を変える。
それ故抵抗Ｒ２８，Ｒ３０、サーミスタThおよ
び可変抵抗VR２で決まる比較電圧により低温領
域と同様に動作し高温領域での加熱が可能とな
る。このようにして設定された各温度領域におい
て、さらに任意の温度に設定するときはスライド
摘み１７が使用される。このスライド摘み１７は
可変抵抗VR２を制御するもので、リニアな温度
制御が可能となる。端子設定状態は、出力調節
を可能とするもので、その詳細は後述するが、上
記同様可変抵抗VR２の制御により可変調節でき
るものである。

ここで温度調節用スイツチＳ１および出力調節
用スイツチＳ３には、その機能上次のように条件
が付される。先ずスイツチＳ１の端子，間の
切換えに際しては切換切片が一旦端子から離れ
た後に端子に接触する構成がとられなければな
らない。なぜなら仮にこの，端子間切換時に
両方が接続状態になつてとすると、各端子，
に連結された抵抗Ｒ２７，Ｒ２８が並列に接続さ
れることとなりサーミスタThとの合成抵抗が瞬
間的に減少し、したがつて差動増幅器OPの負電
位入力信号が上昇して基準電圧を越えてその出力
をＬレベルに変え加熱動作を停止してしまうから
である。かかるスイツチとしては周知の非短絡型
（non−shorting）スイツチが使用される。

次にスイツチＳ３の端子，，の切換えに
際しては、切換時３端子にともに接触する期間が
存在する短絡型（shorting）スイツチが使用され
ねばならない。これは例えば端子からへ切換
えられるとき、遮断状態が生じると、この間の抵
抗値が無限大となり、コンデンサＣ７とにより決
まる時定数がトランジスタGTRの定格以上とな
り、これを破壊する惧れがあるからである。

１９は、出力表示回路で、カレントトランス
CTの出力信号ｘが、ダイオードＤ８を介して整
流され、さらにコンデンサＣ１１にて平滑されて
入力される。ZD２はこの直流交換されたカレン
トトランスCT信号が加えられるツエナーダイオ
ードで上記信号がそのツエナー電圧以上となつた
とき導通する。LED１は上記ツエナーダイオー
ドZD２のカソードに抵抗Ｒ３７を介して連結さ
れた発光ダイオード、LED２，LED３，LED
４，LED５はそれぞれ抵抗Ｒ３８，Ｒ３９，Ｒ
４０，Ｒ４１およびツエナーダイオードZD３，
ZD４，ZD５，ZD６を介して上記ツエナーダイオ
ードZD２のカソード側にそれぞれ並列に接続さ
れた発光ダイオードである。ここでツエナーダイ
オードZD３〜ZD６および抵抗Ｒ３８〜Ｒ４１の
ツエナー電圧および抵抗値は図中右方向へいくほ
ど値を大きくしてある。これにより、例えばカレ
ントトランスCT出力電圧信号ｘが上昇すれば、
図中左側の発光ダイオードLED１から順次右方
向へ点灯していき、その出力のレベルを表示す
る。これら、発光ダイオードLED１〜LED５は
操作面１８上に配置される。

次にこのような構成の誘導加熱調理器の動作を
説明する。

(1) 正常な加熱動作がなされる場合。

トツププレート４上に、適正な負荷をもつ鍋５
が設置される。また温度出力調節回路１５は、切
換摘み１６によりスイツチＳ１〜Ｓ４が端子に
設定されているとする。なお、この設定状態で
は、60〜100℃までの低温加熱領域にありかつス
ライド摘み１７によりさらに任意の温度例えば80
℃に決定されることは既述の通りである。かかる
状態でいま第３図に示す期間Ｔ０において電源ス
イツチSPWをオンしたとすると、制御電源６か
ら脈流電膜Ｖ_CC3が出力し起動回路８に加えられ
る。

この電圧Ｖ_cc3の0Vから始まる期間Ｔ１におい
て0Vから所定の時間t₁後にSCR（Ｑ１）がターン
オンとなる。なお上記時間t₁は、可変抵抗VR１
とコンデンサＣ２の時定数により決定され約１ｍ
secである。かかるSCR（Ｑ１）のアノード・カ
ソード間電圧信号Ａを第３図に示す。

このSCR（Ｑ１）の導通は、脈流電源Ｖ_cc3が
0Vから立上つた後t₁時間後から、再び0Vに近づ
いた時点t₂まで続く。このようにSCR（Ｑ１）の
ターン・オン・オフが脈流電源Ｖ_CC3の周期に応
じて燥返される。この電源Ｖ_CC3の周期は商用交
流信号の1/2であり10ｍsec（50Hzの場合）であ
る。上記SCR（Ｑ１）が導通するとナンドゲー
トNAND１の一入力端はＨレベルからＬレベルに
変わる。このときナンドゲートNAND１の他方の
入力はＨレベルにあるからナンドゲートNAND１
の出力はＬレベルからＨレベルに変る。上記ナン
ドゲートNAND１の他の入力については既述した
如く温度出力調節回路１５の差動増幅器OPの出
力信号が加えられ、加熱初期状態ではサーミスタ
Thは常温にあるからその出力はＨレベルとなつ
ている。

さてＨレベルに変つたナンドゲートNAND１の
出力信号はコンデンサＣ４および抵抗Ｒ３を経て
トランジスタＱ２に加わり、これを上記コンデン
サＣ４、抵抗Ｒ３の時定数で決まる期間導通し、
トランジスタＱ２のコレクタには信号Ｄが得られ
る。この信号ＤはインバータINV１にて反転され
起動信号Ｃとなり、出力制御回路９内のインバー
タINV３に加えられる。

この起動信号ＣによりインバータINV３の入力
はＨレベルとなりしたがつて次段のインバータ
INV４の出力ＥはＨレベルに変る。なお、信号Ｅ
から信号Ｇまでの波形は20〜40KHzの高周波発振
となり、第３図に示す波形に比して時間スケール
が格段に小さいので、第４図として別に図示す
る。

さて信号ＥはコンデンサＣ７およびＺ０点接地
間の合成抵抗の時定数により決まる時間立下りそ
の出力すなわちインバータINV５の入力信号は波
形Ｆに示す如く立上り時より漸次減少するパルス
となる。この信号ＦがインバータINV５の閾値電
圧Vth以上のときインバータINV６の出力ＧはＨ
レベルとなる。この信号Ｇは抵抗Ｒ１５を介して
駆動回路３に加えられここで増幅されてスイツチ
ングトランジスタGTRをターンオンする。この
トランジスタGTRの導通によりワークコイルＬ
に負荷電流iLが流れ始め、この電流iLはカレント
トランスCTにて検知され、その出力端Ｘに、負
荷への入力電圧に比例した電圧信号ｘが得られ
る。この信号ｘが一定値まで上昇するとこの信号
は、トランジスタＱ３をターンオンし、インバー
タINV２の入力をＬレベルに変える。したがつて
インバータINV２の出力はＨレベルとなり次段の
インバータINV３へ加えられる。ここでコンデン
サＣ６とインバータINV３，INV４は遅延回路を
形成しているため、インバータINV４の出力はイ
ンバータINV３の入力に対して僅かな時間遅れて
発生する。なお上記遅延回路の意義については後
述する。上記インバータINV４の出力がＨレベル
となるとインバータINV５の入力はＨレベル、イ
ンバータINV６の出力もまたＨレベルとなる。ま
たコンデンサＣ７とＺ０点−接地間合成抵抗によ
り決まる時定数によつてコンデンサＣ７の充電時
間が決まり充電が終了するとＺ０点−接地間電圧
は低下する。この電圧がインバータINV５の閾値
電圧Vthより低くなるとインバータINV６出力Ｇ
はＬレベルに変り、駆動回路３を停止してスイツ
チングトランジスタGTRをターンオフする。い
まこの期間を第４図にTaで示す。その後前記期
間TaにてワークコイルＬに充電されたエネルギ
ーの放電が始まり（期間Tb）、このエネルギーは
共振コンデンサＣ１に充電される。コンデンサＣ
１への充電が終了すると続く期間Tcにてコンデ
ンサＣ１の充電々荷はコンデンサＣ１から、ワー
クコイルＬ、コンデンサＣ０を通つて再びコンデ
ンサＣ１に至る経路を通つて放電され、同時にワ
ークコイルＬに充電される。続いてワークコイル
Ｌに充電された電荷の放電がワークコイルＬ、コ
ンデンサＣ０ダイオードＤ１、ワークコイルＬよ
りなる経路を通つてなされる（期間Td）。

かくして起動信号Ｃによる振動の１サイクルが
終了する。その後電流iLがゼロから正方向に立上
つたとき出力するカレントトランスCTの信号ｘ
が、トランジスタＱ３に加えられこれをターンオ
ンとする。これによりインバータINV２の入力は
Ｌレベル、出力はＨレベルに変る。

一方このときフリツプフロツプFF３のナンド
ゲートNAND９の出力がＬレベルにあるとする
と、このＬレベル信号により抵抗Ｒ１０への入力
はＬレベルにホールドされている。したがつてイ
ンバータINV２の出力が上述の如くＨレベルとな
つても、次段のインバータINV３の入力はＬレベ
ルのまま変化せず、したがつて駆動回路３への信
号は出力されずトランジスタGTRはオフ状態を
保持する。それ故、上記期間Td以後はワークコ
イルＬおよび共振コンデンサＣ１により減衰振動
が生じる。これを第４図および第５図の期間T₁
に示す。この減衰振動は、トツププレート４上に
正常な鍋５が載置されていることから、急速に衰
える。この減衰振動は、カレントトランスCTに
て検知されその出力信号ｘは抵抗Ｒ２３，Ｒ２４
にて分圧されてナンドゲートNAND４へ加えられ
ると同時にカウンタCNTのクロツク端子CKへ入
力される。ここで上記信号ｘに含まれる閾値電圧
Vth以上のパルスのみが計数されるが、今の場合
このパルス数は２発程度である。よつて出力ｑ６
はＬレベルのままでありインバータINV８の出力
ＨはＨレベルのまま変化しない。なおフリツプフ
ロツプFF２のナンドゲートNAND５の入力には
トランジスタＱ２のコレクタからコンデンサＣ５
を経て得られるパルス信号Ｂが、期間T₁の初期
にて印加されるためナンドゲートNAND５の出力
信号ＩはＨレベルにある。

続く期間T₂において起動パルスＣを発生する
と、この起動信号Ｃは前述の如く出力制御回路９
を経て駆動回路３に加えられ、さらにトランジス
タGTRがターンオンとなつて発振が開始され
る。一方起動パルスＣの発生に伴いこの間ナンド
ゲートNAND７の出力ＪはＬレベルに変り、この
信号Ｊは、次段のナンドゲートNAND９に入力し
てこのフリツプフロツプFF３を反転してナンド
ゲートNAND９出力ＬをＨレベルに変える。した
がつて上記起動パルスＣにて一サイクルの発振が
終了し、負荷電流iLがゼロから立上つたとき、カ
レントトランスCT端子Ｘに信号ｘが現われる
と、この信号ｘによりトランジスタＱ３がターン
オンされ、インバータINV２の入力をＬレベルと
する。これによりインバータINV２の出力はＨレ
ベル、さらにインバータINV３，INV４および
INV５，INV６を経て出力されたＨレベル信号Ｇ
は駆動回路３に加わりスイツチングトランジスタ
GTRを導通し、負荷電流iLが流れ始める。かか
る場合ナンドゲートNAND９の出力ＬはＨレベル
にあるから、インバータINV３の入力側は、Ｈレ
ベルにホールドされており、カレントトランス
CTからの信号ｘがここで遮断されることはな
い。このようにして自励発振が継続されこの発振
は脈流電源Ｖ_CC1が下降し0V付近になり増幅率が
低下してトランジスタGTRがオフとなる時点t₂ま
で続く、この状態を第４図および第５図の期間
T₂，T₃に示す。かかる発振は、交流周波数の半
周期ごとに繰返され各周期内では約20〜40KHzの
高周波発振が実行されワークコイルＬには20〜
40KHzの高周波交番電流が流れる。これによりワ
ークコイルＬに近接配置された鍋５に高周波交番
磁界が印加されることとなり誘導加熱が実施され
る。このようにして加熱が開始されると、トツプ
プレート４裏面に設けられたサーミスタThによ
り鍋５の温度が検知されスライド摘み１７の調整
により予め決められた温度80℃に達すると差動増
幅器OPの負電位入力端入力信号が正電位入力
端入力信号より大きくなる。それ故差動増幅器
OPの出力はＨレベルからＬレベルに変り、起動
回路８内のナンドゲートNAND１を閉じ、起動パ
ルスＣの発生を停止する。これにより出力制御回
路９への起動パルス送出はなくなるからインバー
タ回路は発振を停止し加熱動作は中止される。そ
の後鍋５の温度が下り、サーミスタThの抵抗値
が上昇すると、差動増幅器OPの負電位信号入力
端信号は下降し、再び正電位信号入力端信号
より小さくなり、差動増幅器OPの出力はＨレベ
ルに変つてナンドゲートNAND１を開き再び起動
パルスＣの送出を開始し、インバータ発振を開始
し、加熱動作を再開する。このようにして鍋５の
加熱温度は設定温度80℃に保たれる。

次に前述した遅延回路の意義について説明す
る。

この遅延回路は、コンデンサＣ６、インバータ
INV３，INV４にて構成されインバータINV４の
出力ＥをインバータINV３入力に対し僅かな時間
（約２μsec）だけ遅らせるものである。通常周波
数制御により出力調節を行なう場合、共振周波数
を例えば低周波数側（出力強）で調節すると、周
波数が高くなつたとき（出力弱）回路上の抵抗分
Ｒ（＝２πoL＋１／２πｏＣ）が大きくなりコンデ ンサＣ１の充電容量が小さくなつて早く放電が終
了する。それ故スイツチングトランジスタGTR
のコレクタ・エミツタ間電圧が0Vに下らないう
ちにトランジスタGTRがオン状態となり、発熱
さらには破損の原因となる。

第６図波形Ｍは共振周波数を低周波数側で調整
しかつ低周波数領域すなわち出力大の場合の動作
状態を示し、負荷電流iLおよびスイツチングトラ
ンジスタGTRのコレクタ・エミツタ間電圧VCE
は正常な関係にあることを示す。他方同図波形Ｎ
は上述の如く低周波数側で調整しかつ高周波数領
域すなわち出力小の状態で動作させた場合を示し
スイツチングトランジスタGTRのコレクタ・エ
ミツタ間電圧VCEが0Vに下らないうちにトラン
ジスタGTRが導通していることが判る。

これを防止するためにインバータINV４の出力
Ｅを僅か遅らせてスイツチングトランジスタ
GTRのオン時間を僅か遅らせ、コレクタ・エミ
ツタ間電圧VCEが完全に0Vになつた後にトラン
ジスタGTRがターンオンされるのである。

次に出力制御動作について説明する。出力制御
を行なうときは、温度、出力調節回路１５のスイ
ツチＳ１〜Ｓ４を端子へ切換え、さらに可変抵
抗VR２を調節する。かくすれば、Ｚ０点接地間
合成抵抗（この合成抵抗は、可変抵抗VR２、抵
抗Ｒ１２，Ｒ２０より構成される）が変化し、コ
ンデンサＣ７との時定数が変化し、インバータ
INV５の入力信号Ｆが立上り時から閾値電圧Vth
まで低下する時間Taを変えることができる。し
たがつてスイツチングトランジスタGTRの導通
時間を変えることができることとなり、この変化
に応じてワークコイルＬに充電される電磁エネル
ギーの量が変えられる。すなわちこの時間Taを
短かく設定すると、ワークコイルＬへ供給される
電磁エネルギーは小さくなり出力は低下する。こ
のとき発振周波数は上昇する。他方上記時間Ta
を長く設定すると、ワークコイルＬへ供給される
電磁エネルギーは大きくなり出力は増大する。こ
のとき発振周波数は低下する。この出力レベル
は、出力表示回路１９により表示される。すなわ
ち、出力が徐々に上昇していくと、カレントトラ
ンスCTの出力信号ｘもこれに比例して上昇す
る。この電圧信号ｘは交流信号であるから、ダイ
オードＤ８およびコンデンサＣ１により整流、平
滑され、次段のツエナーダイオードZD２に印加
される。上記整流平滑された信号がツエナーダイ
オードZD２のツエナー電圧以上になると、この
ツエナーダイオードZD２を通して、まず抵抗Ｒ
３７および発光ダイオードLED１に電流が流れ
この発光ダイオードLED１を点灯する。さらに
出力電圧が上昇すると、次段のツエナーダイオー
ドZD３のツエナー電圧を越え、抵抗Ｒ３８発光
ダイオードLED２に通電され、この２番目の発
光ダイオードLED２が点灯する。斯様にして、
出力上昇に伴い３番目の発光ダイオードLED
３、４番目の発光ダイオードLED４、と点灯し
ていき、最大出力「強」の状態では、全部の発光
ダイオードLED１，LED２……LED５が点灯す
る。

温度・出力調節回路１５は出力制御状態にあつ
ては、スイツチＳ１〜Ｓ４が端子に設定されて
いるため、差動増幅器OPの負電位入力端子はス
イツチＳ１、抵抗Ｒ３２を介して接地されてい
る。

それ故、差動増幅器OPの出力は常にＨレベル
となり、このままでは加熱温度は無制限に上昇す
ると考えられる。しかしながら、この状態で鍋５
が加熱されサーミスタThの温度が上昇していく
と、その抵抗値は低下し、サーミスタTh、スイ
ツチＳ１、抵抗Ｒ３２にて分割されるスイツチＳ
１の共通端子点の電圧は上昇する。したがつて
この電圧が、差動増幅器OPの正電位入力端側
への入力信号より大きくなると、この差動増幅器
OP出力はＬレベルに変り、ナンドゲートNAND
１を閉鎖するから、起動パルスＣの発生を停止
し、インバータ発振は停止される。それ故、無制
限に加熱温度が上昇することはなく、抵抗Ｒ３２
を適当に選ぶことにより加熱上限温度を適当に設
定しておけば、安全装置としての役割をもたせる
ことができる。

(2) 過負荷鍋が置かれた場合、 一般に誘導加熱調理器にあつては、負荷となる
鍋は、鉄系の磁性体鍋等その材種および大きさが
制限されるが、実際の使用に際しては、加熱に不
適な鍋をトツププレート４上に置くこともある。

例えばSuS304と表示される18−８ステンレス
（クロム18％、ニツケル８％を含む）製鍋を加熱
した場合、その抵抗が小さいため、過大な電流が
流れる。この過大電流によりブレーカが遮断され
たり或は回路素子を破壊するという危険が生じ
る。本発明にあつては、このように不適当な負荷
加熱による過大電流の発生或はその他の偶発的な
原因による突入電流の発生を検知して装置の安全
化が図られている。すなわち、いまワークコイル
Ｌに正常な負荷電流以上の過大電流が流れたとす
ると、この過大電流はカレントトランスCT両側
の電圧ｘに変換され、この電圧ｘは、過負荷検知
回路１１内の分圧抵抗Ｒ１８，Ｒ２２にて分圧さ
れ、抵抗Ｒ２２に加わる電圧がインバータINV７
に入力される。通常は、この分圧電圧が、インバ
ータINV７の閾値を越えることはないが、過大電
流発生時にあつては、カレントトランスCT検知
電圧ｘは、これに比例して上昇するから、インバ
ータINV７の閾値電圧以上となる。これにより、
インバータINV７出力は、Ｌレベルに変り、フリ
ツプフロツプFF１のナンドゲートNAND２の出
力はＬレベルからＨレベルにかわる。これ故この
Ｈレベル信号はトランジスタＱ５を導通し、Ｚ０
点接地間合成抵抗に新たに抵抗Ｒ２１が並列に加
わることになり、その合成抵抗値は下降する。こ
れにより、この合成抵抗とコンデンサＣ７の時定
数は小さくなり、スイツチングトランジスタ
GTRの導通時間Taは短かくなり、出力は減少す
る。第７図は、カレントトランスCT両端間電圧
ｘの波形を示し交流周波数信号に20〜40KHzの交
番電圧信号が含まれた波形となる。ここで波形ｘ
は、上記過負荷検知回路１１を付加しない場合、
波形x′は、過負荷検知回路１１を動作させた場合
をそれぞれ示し、期間Ｔで示す商用交流周波数の
半周期内において約20〜40KHzの周波数で発振を
繰返している。波形x′に示す時刻taにて、過負荷
検知回路１１が動作し、発振周波数を上昇して出
力を低下させると、電圧x′は急低下することが判
る。

これにより負荷への入力電流が過大となること
を防止でき、各回路素子の保護が図れる。特にこ
の電圧x′とスイツチングトランジスタGTRのコ
レクタ・エミツタ間電圧Ｖ_CEは比例関係にあるか
ら、このトランジスタGTRの保護が図れること
は有意義である。なおフリツプフロツプFF１の
ナンドゲートNAND３の入力端には、起動回路８
のトランジスタＱ２のコレクタ電位信号Ｄが入力
されるから、交流周波数信号半波の初期（第７図
波形x′の時刻tb）にてこのフリツプフロツプFF
１はリセツトされ、トランジスタＱ５はオフ状態
となる。したがつて、その後再び過負荷検知回路
１１は停止して、通常の発振駆動がなされ、なお
鍋５が過負荷鍋であれば、カレントトランスCT
にて過大電流が検知され、前述と同様に過負荷検
知回路１１がはたらいて、出力を低下させる。か
かる動作が交流周波数の半波ごとになされ、鍋が
取り換えられ適正な負荷に変ると、その後は、過
負荷検知回路１１は動作せず正常な加熱動作が続
けられる。

(3) 加熱動作中に鍋がトツププレート上から取り
去られた場合、 トツププレート４上に適正な鍋５が置かれ加熱
動作が実行中にあるとき、鍋５を取り去ると、イ
ンバータの発振はそのまま続けられ、電力が無駄
に消費されることとなる。それ故このような事態
が生じたとき、インバータの発振を停止してやる
ことが望ましい。本実施例は、かかる処置を施し
たものである。すなわち、加熱動作中に鍋５が取
り去られるとインバータを構成するワークコイル
Ｌと共振コンデンサＣ１の共振による減衰振動が
長くなり、商用周波数信号の半波の0V付近でも
発振が持続することとなる。これを第５図波形ｘ
に示す。図中Ｐ１は正常な負荷が載つている場
合、Ｐ２は無負荷状態におけるそれぞれの発振状
態を示し、負荷があるときは発振は停止しており
負荷がなくなると発振が持続する。これらの差は
無負荷検知回路１２にて検知される。その動作を
第４図および第５図に基いて説明すると、期間
T₁において鍋５を取り去ると、波形ｘのＰ２点
に示す如く、インバータの発振は持続している。
それ故、続く期間Ti＋１にてナンドゲートNAND
４の出力Ｋは信号Ａが、このゲートの閾値電圧
Vth以上となる期間に上記発振振動が通過し、Ｌ
レベルに変る。このＬレベル信号によりフリツプ
フロツプFF３は反転しナンドゲートNAND９の
出力ＬはＬレベルに変る。この信号ＬのＬレベル
は、Ｙ点に加えられてインバータINV３入力をＬ
レベルに保持するから、トランジスタＱ３および
インバータINV２を介して加えられる自励発振信
号ｘは、ここで遮断され自励発振は行なわれな
い。したがつて期間Ti＋１においては最初の起
動パルスのみによる減衰振動が生じることにな
る。この減衰振動は、負荷がないことから比較的
大きく、カウンタCNTへ入力するパルスは６発
以上となる。カウンタCNTは、入力パルスが６
発に達すると出力ｑ６にＨレベル信号を発し、こ
の信号はインバータINV８にて反転されて信号Ｈ
となり、ナンドゲートNAND６に入力される。こ
れによりナンドゲートNAND５の出力信号Ｉは６
発のパルスが発せられる期間のみＨレベルとな
る。一方ナンドゲートNAND７の入力には、上記
信号Ｉと、信号Ａが加えられるから、その出力波
形はＪに示す如くＨレベルを保つたままであり、
次段のナンドゲートNAND９の出力Ｌは変化しな
い。それ故自励発振は行なわれず加熱動作は実行
されない。このようにして鍋５をトツププレート
４上から取り去つた場合には自動的に発振が停止
し、加熱動作がなされなくなるのである。

次にこのような状態にある装置に適正な鍋５を
置いた場合について説明する。第５図に示す期間
Tjにおいて鍋５が置かれると、続く期間Tj＋１
では、なお起動パルスＣによる減衰振動のみが生
じる。しかしながら、この減衰振動は鍋の存在に
より小さくなるから、カウンタCNTで計数され
るパルス数は２発程度にすぎない。それ故カウン
タCNTからはＨレベル信号は出力されずナンド
ゲートNAND５の出力Ｉは、信号ＢによつてＨレ
ベルに変つた状態で保持される。そして続く期間
Tj＋２の初期においてパルス信号Ａが発生する
とナンドゲートNAND７の出力ＪはＬレベルに変
りフリツプフロツプFF３を反転させナンドゲー
トNAND９の出力ＬをＨレベルに変える。これに
より出力制御回路９の自励発振禁止は解除され、
正常な発振動作が実行される。

さて調理器が加熱動作状態にあり、かつトツプ
プレート４上に置かれた物体が例えばナイフ、フ
オーク等の不適性な小物負荷である場合、これを
検知して加熱動作を停止することが必要である。

本発明では、これを上述した負荷検知回路１３
により達成している。すなわち上記小物負荷が載
置された状態では、減衰振動により生じる一定値
以上のパルスは、６発以上となるから、既述の如
き鍋を取り去つた場合と同様の動作で発振動作は
停止する。それ故電源をオンとした状態で、トツ
ププレート４上に上記小物負荷を置いたとして
も、これが加熱されることはなく、したがつて加
熱されたナイフ等に誤つて触れて火傷を負う危険
もない。

無負荷検知回路１２及び負荷検知回路１３の関
係を次に説明する。第８図に示すように調理鍋５
をトツププレート４に置く際、調理鍋５とトツプ
プレート４の間隔がd₁mmになつたとき負荷検知回
路１２がはたらいて高周波インバータの発振が開
始されるものとし、一方第９図に示すように調理
鍋５をトツププレート４から取り去る際、調理鍋
５がトツププレート４からd₂mm離れたとき無負荷
検知回路１３がはたらいて高周波インバータの発
振を停止させるものとする。そしていま仮にd₁≧
d₂なる関係にあるとし、かつ調理鍋５距離d₁とd₂
の間に位置しているとすると、無負荷検知回路１
２は、「鍋なし」と判断し、高周波インバータの
発振を停止させるが、一方負荷検知回路１３は
「鍋あり」と判定して発振の禁止を解除する方向
にはたらく。第１０図は、かかる状態を示しＰ３
で無負荷検知回路１２がはたらきインバータの自
励発振は禁止され、インバータには起動パルスの
み与えられる。しかしながらこの起動パルスによ
る減衰振動は、鍋の存在により小さいものとな
り、カウンタCNTの計数パルスは６発以下とな
る。それ故Ｐ４時点では「鍋あり」と判断され次
の発振サイクルは正常に自励発振が実行される。
このようにして、インバータは一サイクルごとに
発振し、正常時の1/2の出力で加熱動作が行なわ
れることとなる。

本実施例ではかかる現象の発生を阻止するた
め、両検知回路１２，１３の作動距離がd₁＜d₂と
なるよう設定されている。第１１図はＰ５時点で
鍋を取り除いた場合の発振状態を示し、距離d₁と
d₂の間に鍋が位置している場合無負荷検知回路１
２のみ動作し（「鍋なし」と判断）、負荷検知回路
１３は動作しない（「鍋なし」と判断）から、イ
ンバータの発振は停止した侭である。上記d₁は約
５mmないし10mm、d₂は約７mmないし12mm程度の範
囲内で設定され、d₁＝５mmのときd₂＝７mmとする
ことができる。

負荷検知回路１３の作動距離d₁は、カウンタ
CNTの出力パルス数（本例では６発）を変更す
ることにより調節できる。無負荷検知回路１２の
作動距離d₂は、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の値を変更す
ることにより調節できる。第１２図はナンドゲー
トNAND４の２入力Ａ及びｘ，x′の波形を示す。
波形ｘは、調理鍋５をトツププレート４から離し
た状態であつてその間隔d₂が約５mm程度までの波
形を示し、X′はd₂＝７mmとなつたときの波形を示
す。信号ｘ，x′においてVrefは、ナンドゲート
NAND４が作動する基準電位である。信号ｘ，
x′に示されるように、距離d₂が大きくなるにつれ
て、信号谷部の電位は上昇する傾向が見られる。
本実施例では、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４を調整するこ
とにより、d₂＝７mmとなつたとき、信号x′の電位
が、起動パルスＡ発生時期に基準電位Vrefに達
するよう構成されている。すなわち、d₂＝７mmに
なつたとき、ナンドゲートNAND４は、出力信号
ＫにＬレベルパルスを発し、インバータの発振を
停止させるべく作用するのである。

次に出力遅延回路１０について説明する。電源
スイツチSPWをオンしたとき、フリツプフロツ
プFF３のナンドゲートNAND９の出力Ｌは、Ｈ
レベル若しくはＬレベルの何れかにある。信号Ｌ
がＨレベルである場合、インバータは発振状態か
ら始まり、適性負荷であれば正常に発振し、また
無負荷若しくは小物負荷であれば無負荷検知回路
１２が動作してナンドゲートNAND８の入力にＬ
レベル信号が加わりそれ故ナンドゲートNAND９
の出力はＬレベルに変り、インバータの発振を禁
止する。他方ナンドゲートNAND９出力信号Ｌが
Ｌレベルにある場合、無負荷若しくは小物負荷を
検知したときと同様の状態から始まり、適性負荷
が置かれていれば負荷検知回路１３が動作してナ
ンドゲートNAND９にＬレベル信号が入力し、そ
の出力はＨレベルとなりインバータは発振を開始
する。

ところが、出力を周波数制御によつて行なう本
案実施例にあつては、出力を「強」の位置に設定
した場合、小物負荷を置くと商用交流周波数信号
の0V付近で発振が生じず、恰も適性負荷が置か
れたかの如き状態になることが確認された。それ
故この状態では、発振は停止せず、小物負荷が加
熱されてしまう危険が生じる。上記出力遅延回路
１０はかかる問題を解決したものである。すなわ
ち本実施例調理器では、共振周波数を出力「強」
のときに合わせているので、ワークコイルＬ、負
荷による容量および共振コンデンサＣ１の抵抗分
は出力「強」のとき最も少なく、他方出力「弱」
のとき最大となる。すなわち出力「強」のとき負
荷は重く、出力「弱」のとき負荷は最も軽くなる
のである。そして負荷が軽くなると無負荷時の発
振状態と同様に交流周波数信号の0V付近にて発
振が持続することとなりこの発振動作を無負荷検
知回路１２にて検知すれば小物負荷の判別が可能
である。

次にその動作を説明する。いま電源スイツチ
SPWをオンとするとコンデンサＣ７と抵抗Ｒ１
６およびトランジスタＱ４のベース・エミツタ間
抵抗の時定数によりコンデンサＣ７が充電され、
トランジスタＱ４のベース・エミツタ間に所定値
以上の電圧が加わるため初期の一定時間（約
1sec）のみトランジスタＱ４は導通状態となる。
このトランジスタＱ４の導通によりＺ０点−接地
間抵抗に抵抗Ｒ１６が新たに並列に接続されるこ
ととなりこの間の合成抵抗は減少する。すなわち
インバータの発振周波数は上昇し、出力は「弱」
の状態となるのである。この出力「弱」の状態で
は、交流周波数信号の0V付近で発振が持続する
から、出力「強」のとき検知されなかつた小物負
荷は確実に検知されることとなる。

本発明誘導加熱調理器は、上述したように鍋加
熱状態においてこの鍋を取り去つた場合、無負荷
検知回路が動作して直ちにインバータの発振を止
め加熱動作を停止するものであるから、電力の無
駄な消費は防止される。またこの無負荷検知回路
が動作した後は、商用交流周波数の半周期ごとに
負荷状態がチエツクされるから、適性鍋が置かれ
ると自動的にもとの正常加熱に戻り効率の良い調
理器が実現できる。さらに無負荷検知がなされた
後、トツププレート上に載置された物体がナイ
フ・フオーク等の不適性な小物負荷であつた場
合、負荷検知回路がこの小物負荷を検知し、イン
バータの発振を停止状態に保持するから、これら
の小物が加熱される惧れはなく、したがつて加熱
されたナイフ等に触つて火傷を負うという危険も
なく調理器としての安全性を向上させることがで
きる。この小物負荷検知は無負荷検知と同様商用
交流周波数の半周期ごとに定期的になされるか
ら、これを取り去り適性鍋が置かれた場合直ちに
加熱動作に移ることとなり、この間外部からのス
イツチ操作は一切不要であり操作が簡単という効
果を奏する。

さらに負荷検知回路は、負荷検知時起動パルス
による減衰振動を生じさせるのみであり、かつそ
の期間は極めて短かいからこれにより小物負荷が
加熱されるという危険はなく、それ故にこそ約10
ｍsec前後という負荷検知タイミングが可能とな
つたということができる。かかる応答性の早さか
らフライパン料理等頻繁に鍋を上げ下ろしする調
理も何ら問題なく実行できる。さらにまた本発明
によれば、無負荷検知回路と負荷検知回路の各作
動距離d₁及びd₂がd₁＜d₂なる関係に設定されてい
るから、鍋のトツププレートからの距離により、
無負荷検知回路が「鍋なし」と判断し、同時に負
荷検知回路が「鍋あり」と判断することによる間
欠発振は阻止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明誘導加熱調理器の実施例回路
図、第２図は同実施例調理器の斜視図、第３図な
いし第７図は同実施例動作を説明するための信号
波形図、第８図及び第９図は、無負荷検知回路及
び負荷検知回路の動作を説明するための断面図、
第１０図ないし第１２図は同例信号波形図であ
る。 ３……駆動回路、８……起動回路、９……出力
制御回路、１０……出力遅延回路、１１……過負
荷検知回路、１２……無負荷検知回路、１３……
負荷検知回路、１５……温度・出力調節回路、１
９……出力表示回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ ワークコイル及びこのワークコイルに高周波
   交番電流を供給する高周波インバータを有する誘
   導加熱調理器において、鍋載置台上に調理鍋より
   なる負荷が載置されたときこれを検知して高周波
   インバータの発振を可能とする負荷検知手段、鍋
   載置台から上記負荷が取り除かれたときこれを検
   知し高周波インバータの発振を禁止する無負荷検
   知手段を備え、上記負荷検知手段が動作可能とな
   る負荷・鍋載置台間距離d₁と、上記無負荷検知手
   段が動作可能となる負荷・鍋載置台間距離d₂の関
   係が、d₁＜d₂となるよう上記各検知手段の感度を
   調整したことを特徴とする誘導加熱調理器。