JPS6148230B2

JPS6148230B2 -

Info

Publication number: JPS6148230B2
Application number: JP54102453A
Authority: JP
Inventors: Kunihiro Fujishima; Takaki Kuramoto
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1979-08-10
Filing date: 1979-08-10
Publication date: 1986-10-23
Also published as: JPS5626385A

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は誘導加熱調理器に関する。誘導加熱調理器は商用交流電源を整流して脈流
電圧等を直流電圧に変換し、この直流電源により
インバータを約20〜40KHz程度の高周波数にて発
振させ、これにより発生する高周波交番電流を誘
導コイルに加えて磁界を発生させこの磁界を誘導
コイルに近接して配置した鉄系金属よりなる調理
鍋に加えてこれを誘導加熱するものである。この種調理器のインバータ駆動方法として、自
制発振方式のものが知られている。この種自制発
振インバータを使用した場合、インバータ自身で
発振用トリガ信号を生成してインバータ内に組込
まれたスイツチング素子を開閉制御する制御手段
が必要である。本発明は斯る要望を満すべく為されたものであ
つて、負荷の如何に拘らずインバータの入力電力
を一定に保つと同時に自制発振インバータの自制
発振を継続せしめんとするものである。以下図に基いて本発明実施例を説明する。第１
図は本発明にかかる誘導加熱調理器の外観を示
し、１は鍋が載置されるトツププレートで、セラ
ミツク等の絶縁板にて構成される。２は電源スイ
ツチ、３は出力調節用スライド摘みで、出力
「強」（1200W）から出力「弱」（200W）の範囲で
任意に設定できる。第２図は本発明実施例の回路図を示し、４は商
用交流電源、２は前記電源スイツチ、５は回路部
品を冷却するフアンモータ、６はサーモスタツト
で上記フアンモータ５の停止および空炊き等によ
る異常加熱から回路部品を保護するものである。
７はタイオードをブリツジ接続してなる整流回
路、８はフイルター回路でコイル９およびフイル
ターコンデンサ１０よりなる。１１は誘導コイル
で平板状に巻回され、トツププレート１（第１
図）裏面に近接して配置されている。１２は誘導
コイル１１と直列接続されたスイツチング素子
で、本実施例ではGCS（ゲート・コントロール
ド・スイツチ）（商品名）を使用している。１３
はGCS１２のアノード・カソード間に逆並列に
接続されたフライホイールダイオード、１４は共
振コンデンサであり、これら誘導コイル１１、
GCS１２、フライホイールダイオード１３およ
び共振コンデンサ１４にてインバータ１５が構成
される。このインバータ１５は自制式インバータ
と呼ばれるもので、最初のトリガーパルスを出す
起動信号発生回路２４と起動後発振を継続すべく
オン信号、オフ信号を出力するオン，オフ信号発
生回路２３を具え、一旦トリガーされるとその後
オン，オフ信号により発振を継続していくもので
ある。これら起動信号発生回路２４、オン，オフ
信号発生回路２３については後述する。Ｐはトツ
ププレート１（第１図）上に載置された鉄・ステ
ンレス等磁性材料よりなる調理鍋で、誘導コイル
１１にて発生する高周波交番磁界が印加される。
１６はGCS１２のゲートに正又は負の制御信号
を与えるインバータ駆動回路、１７はこのインバ
ータ駆動回路１６をコントロールするフリツプフ
ロツプ、１８，１９は交流電源４電圧が降圧トラ
ンスPTを介して加えられる整流回路、２０はこ
の整流回路１８，１９にて整流された電圧が入力
する定電圧回路で、該回路２０の入力側から直流
電圧±Ｖ_B（±12V）か、また出力側より安定化
された直流電圧Vcc（8V）が取り出される。ここ
で電圧±Ｖ_Bはインバータ駆動回路１６の駆動電
源として使用され、電圧Vccは後述する各制御回
路に駆動電源として供給される。また電圧＋Ｖ_B
は抵抗２１およびダイオード２２を介してインバ
ータ１５の電源として供給され、インバータ１５
の電源電圧が＋Ｖ_Bの値より低下したとき、これ
を補助して最低電圧を略＋Ｖ_Bに保持するはたら
きをする。ここで説明をつけ加えておくと、本実
施例に係るインバータ１５は力率改善のためコン
デンサ１０の容量を小さく設定されており、この
ためインバータ１５の電源電圧は殆んど平滑され
ない脈流となつている。それ故電源電圧が最小と
なつた時点では約10V以下となり、インバータの
発振が継続できなくなる虞れがある。本実施例で
は、かかる欠点を防ぐため直流電圧＋Ｖ_Bを補助
電源として与えているのである。次に２３は自制
発振用のトリガパルスを発生し、GCS１２のゲ
ートにオン・オフ信号を与えるオン・オフ信号発
生回路で、最初の起動トリガ信号によつてインバ
ータ１５が起動された後はGCS１２側の誘導コ
イル１１電圧Vcをダイオード４６、ドランジス
タ４７によつて検出しその出力でフリツプフロツ
プ１７をセツトしGCS１２にゲート信号を与え
る。さらにこのオン・オフ信号発生回路２３は、
GCS１２のカソード・接地間の線路に巻回さ
れ、その電流検知を行なうカレント・トランス
CTと、このカレント・トランスCTの出力信号Ｖ
_CTと誘導コイル１１の入力側の電圧Ｖ_Aを２入力
とし、電圧Ｖ_Aを基準レベルとして両者を比較す
る比較回路COM２とを備え、Ｖ_CT≧Ｖ_ＡＲ４５／Ｒ４４
＋Ｒ４５となつたときその出力でフリツプフロツプ１７をリ
セツトして、GCS１２のゲート信号を遮断して
GCS１２をオフさせるものである。２４はイン
バータ１５の最初の起動パルスを与える起動信号
発生回路で、所定の周期τ例えば0.4秒周期で起
動パルスを発生する。この発振周期は任意に設定
できるが、電源投入後、インバータ１５の発振開
始が余り遅れるのは好ましくなく、実用上は約１
秒以下に設定されればよい。２５は起動パルスに
よりGCS１２が導通した後、ゲート信号発生回
路２３が動作しなかつた場合であつても、導通後
一定時間が経過すると無条件にGCS１２をオフ
に切換え、過剰電流によるCGS１２の破壊防
止、周波数低下防止等を行なう保護回路、２６は
調理鍋Ｐの適、不適を検知し、不適性負荷、例え
ば負荷の過大な銅鍋、アルミ鍋、或は逆に負荷の
過小なナイフ，フオーク等をトツププレート１上
に載せたときは、インバータ発振を停止する負荷
検知回路、２７は負荷が不適性と判断されたとき
間欠ブザー音を発し、使用者に警告するアラーム
発生回路、２８は約200〜1200Wの範囲で出力の
調節を行なう出力制御回路で、実際の操作はスラ
イド摘み３（第１図）を摺動させることにより行
なう。２９はイニシヤルクリア回路で、抵抗３０
およびコンデンサ３１よりなる積分回路で構成さ
れ、電源投入時フリツプフロツプ１７をリセツト
状態にするものである。次に上記構成の誘導加熱調理器について、各種
動作を波形図を参照して詳述する。 (1) 正常加熱動作（第３図）トツププレート１上に適性負荷例えば鉄鍋を置
き、電源スイツチ２をオンとすると、まずイニシ
ヤルクリア回路２９がはたらき、Ｌレベル信号が
ナンドゲートNAND１に加わりその出力をＨレベ
ルとする。この状態で無安定発振回路にて構成さ
れる起動信号発生回路２４が作動開始する。すな
わちこの起動信号発生回路２４は、比較回路
COM１を備え、その信号端子には、抵抗３２
およびコンデンサ３３よりなる時定数回路出力が
与えられ、他方基準端子には、電圧Vccを抵抗
３４，３５，３６にて分圧して得た基準レベルＶ
＋が加えられる。それ故電源投入後上記時定数で
決まる時間τ（0.4秒）が経過すると、コンデン
サ３３の充電々圧は、基準レベルＶ＋に達し、比
較回路COM１の出力はＨレベルからＬレベルへ
反転する。このＬレベルへの立下り信号は、次段
のコンデンサ３７、抵抗３８よりなる微分回路を
経てＬレベルパルスに整形され、ナンドゲート
NAND３に入力される。いまこのナンドゲート
NAND３の他の入力はＨレベルにあるからその出
力はＨレベルとなり、次段のナンドゲートNAND
４に加えられる。このときナンドゲートNAND４
の他の入力はともにＨレベルにあるからその出力
にＬレベルパルスが得られ、フリツプフロツプ１
７は反転し、ナンドゲートNAND１の出力はＬレ
ベルにセツトされる。これによりインバータ駆動
回路１６内のトランジスタ３９，４０がともにオ
ン、トランジスタ４１，４２がオフ、トランジス
タ４３がオンとなつてGCS１２のゲートに順に
バイアス電圧＋Ｖ_Bが加わりこれを導通する。か
くしてインバータ１５が発振始動する。この後の
発振動作をさらに説明すると、まずGCS１２の
導通によつて誘導コイル１１およびGCS１２を
通つて負荷電流ｉ_Lが流れる。この負荷電流ｉ_Lは
カレントトランスCTにて検知されその大きさに
比例した電圧信号Ｖ_CTに変換されてオン，オフ信
号発生回路２３に加えられ比較回路COM２の信
号端子に入力する。この比較回路COM２の基
準端子には、負荷への電源電圧Ｖ_Aが抵抗４
４，４５にて分圧されて入力され電源電圧に対応
して変化する基準レベルＶ＋が加えられ、このレ
ベルＶ＋に依りGCS１２の尖頭電流が決定され
る。ここで基準レベルＶ＋について説明してお
く。本実施例に使用する電源電圧は力率改善をは
かるためコンデンサ１０を小容量としているため
殆んど平滑されず、最大約150V最小約12Vの範囲
で脈動する波形を描く。それ故カレント・トラン
スCTで検知される信号もまたこれに比例して脈
動する。したがつていま仮に基準レベルＶ＋を電
源電圧の最大値に合わせて設定し固定したとする
と電源電圧が低くなつたとき検知電圧Ｖ_CTもまた
低下し基準レベルＶ＋との差は極端に大きくな
る。その結果この電圧低下時には比較回路COM
２の出力は、数ＫHzと極端な低周波数信号とな
り、可聴音ノイズを発生し商品価値の低下を招
く。さらに付記すると、負荷電流ｉ_Lは次式ｉ_L＝Ｖ_Ａ／Ｒ｛１−exp（−Ｒ／Ｌｔ）｝で表わされる。式中Ｌは誘導コイル１１の等価イ
ンダクタンス、Ｒは等価抵抗である。上式におい
てｉ_Lが尖頭値Ipに達する時間T₁は、次式に表わ
す如くなる。 T₁＝Ｌ／Ｒｎ（Ｖ_Ａ／Ｖ_Ａ−ＲＩＰ）この式より、Ｌ、Ｒ及びIpを一定とするとT₁
は、Ｖ_Aのみに依存することとなり、誘導コイル
１１には、脈流電圧Ｖ_Aに応じて周波数変調され
た電流が流れることになる。かかる現象の発生を
防ぐため、本実施例では上述の如く基準レベルＶ
＋を電源電圧に比例して変化させることにより発
振周波数の安定化を実現している。さて比較回路COM２において、信号端子へ
の入力信号Ｖ_CTが上昇して基準レベルＶ＋に等し
くなると、その出力はＨ→Ｌに反転し、ナンドゲ
ートNAND１の出力をＨにリセツトする。これに
よりトランジスタ３９，４０はオフに変り、トラ
ンジスタ４１はオン、トランジスタ４３はオフ、
さらにトランジスタ４２はオンとなつてGCS１
２のゲートには逆バイアス−Ｖ_Bが加わり、GCS
１２はオフとなる。いまこのGCS１２の導通期
間をT₁とする。次にGCS１２のターン・オフに
より、誘導コイル１１に蓄積された電磁エネルギ
ーにより共振コンデンサ１４への充電が開始され
上記電磁エネルギーの放電が終了すると今度は共
振コンデンサ１４の放電が始まる。この共振コン
デンサ１４への充放電期間をT₂とする。共振コ
ンデンサ１４の放電が終了すると、この放電によ
り誘導コイル１１に蓄積された前回と逆方向の電
磁エネルギーがフライホイールダイオード１３を
通つて放電する。かかるフライホイールダイオー
ド１３の導通期間をT₃とする。なおこのT₃期間
中はGCS１２のアノード・カソード間にはフラ
イホイールダイオード１３の順方向オン電圧値分
の逆バイアス電圧Ｖ_Cが加わつているため、たと
えそのゲートに正の電気信号が加わつたとしても
これは導通しない。他方電圧Ｖ_Cは、オン，オフ信号発生回路２３
に加えられる。すなわち電圧Ｖ_Cは、ダイオード
４６を介してトランジスタ４７のベースに加わ
り、T₃期間中これをオフとする。したがつてト
ランジスタ４７のコレクタ電圧は、T₃期間中Ｈ
レベルとなりその立上り信号は、次段のコンデン
サ４８、抵抗４９を通つてＨレベルパルスに整形
された後、ナンドゲートNAND５に入力する。こ
のときナンドゲートNAND５の他の入力はＨレベ
ルにあるからその出力としてＬレベルパルスが得
られ次段のナンドゲートNAND３へ入力する。こ
のナンドゲートNAND３においても他の入力はＨ
レベルとなつているから、出力としてＨレベルパ
ルスが得られされに次のナンドゲートNAND４に
加わる。このナンドゲートNAND４の他の入力は
ともにＨレベルにあるからその出力としてＬレベ
ルパルスが得られ、フリツプフロツプ１７のナン
ドゲートNAND２に加わる。これによりフリツプ
フロツプ１７はリセツトされ、ナンドゲート
NAND１の出力がＬレベルに変る。このＬレベル
信号により再びトランジスタ３９，４０がオン、
トランジスタ４１がオフ、トランジスタ４３がオ
ンさらにトランジスタ４２がオフに変つてGCS
１２のゲートに順にバイアス電圧＋Ｖ_Bが加わ
る。かかる動作はT₃期間の初期になされ、この
期間中この状態が保持される。それ故フライホイ
ールダイオード１３を介して誘導コイル１１の電
磁エネルギーの放出が終了し、電圧Ｖ_Cが正に変
ると同時にGCS１２は導通し、再び負荷電流ｉ_L
がこのGCS１２を通つて流れ、自制発振の次の
サイクルが始まる。このようにして起動パルスに
よる発振開始後は、負荷の状態に応じて約20〜
40KHzの周波数で自制発振が実行される。このよ
うな自制発振状態では、ナンドゲートNAND１の
出力は、発振周波数に対応して“Ｈ”“Ｌ”を繰
返すが、このＬレベル信号は、ダイオード５０お
よび抵抗５１を介して比較回路COM１の信号端
子を低レベルにクランプする。それ故、比較回
路COM１出力もまたＨレベルにクランプされる
こととなり起動パルスは発生しない。 (2) 負荷検知動作（第４図）誘導加熱調理器にあつては負荷が不適性な場合
これをそのまま加熱するとインバータに過大電流
が流れてGCS１２を破壊したり、或はナイフ、
フオーク等の小物負荷を加熱し、それと知らずに
これに触れて火傷を負つたり、さらに無負荷の状
態で加熱するとインバータに過大電圧が発生し、
GCS１２を破壊したり或いは電力を無駄に消費
してしまうという問題が発生する。それ故これら
不適性な負荷がトツププレート１上に置かれた場
合、或は無負荷の場合は、インバータ１５の駆動
を止め、加熱動作を停止する必要があり、本実施
例では、かかる負荷検知を下記の如き負荷検知回
路２６で行なつている。この回路について第４図
Ａを用いてまず適性負荷検知動作から説明する。
トツププレート１上に、鉄鍋、ステンレス鍋等の
適性負荷が載置されている場合、電圧Ｖ_Cが負と
なつているT₃期間にあつてはゲート信号発生回
路２３のトランジスタ４７はオフ状態となつてお
り、そのコレクタ電圧Ｖ_CEはＨレベルにある。こ
のＨレベル信号は負荷検知回路２６内の抵抗５
２、コンデンサ５３よりなる積分回路に入力さ
れ、さらにこの積分出力は比較回路COM４の信
号端子へ信号Ｖ−として加えられる。一方比較
回路COM４の基準端子には電圧Vccを抵抗５
４，５５，５６にて分圧して得た基準レベルＶ＋
が印加されている。したがつてコンデンサ５３は
期間T₃にて充電され、期間T₁，T₂にて放電さ
れ、この充電々圧が比較回路COM４にて基準レ
ベルＶ＋と比較されることとなる。ここで適性負
荷の場合、自制発振の一周期Ｔ（＝T₁＋T₂＋
T₃）に対する期間T₃の割合は比較的小さく、その
ためコンデンサ５３で積分された電気量も比較的
小さい値となりその電圧レベルは低レベルで略一
定に保たれる。それ故この電圧は基準電圧Ｖ＋に
達することはなく比較回路COM４の出力はＨレ
ベルに保持される。したがつてナンドゲート
NAND５を開放状態とし、ゲート信号発生回路２
３による自制発振駆動を可能にしている。次に過大負荷若しくは小物負荷をトツププレー
ト１上に置いた場合、および無負荷とした場合の
動作を第４図Ｂについて説明する。このような負
荷状態にあつては、フライホイールダイオード１
３の導通期間T₃の発振周期Ｔに占める割合は増
大する。すなわち、コンデンサ５３は適性負荷時
に比べて充電時間が増加し、放電時間が減少する
ことにより、コンデンサ５３の充電電圧は徐々に
上昇していき終には基準レベルＶ＋に等しくな
る。この時点で比較回路COM４の出力はＬレベ
ルパルスを出力し、ナンドゲートNAND５を閉鎖
する。それ故、ナンドゲートNAND３，NAND４
もまた閉鎖されフリツプフロツプ１７へのリセツ
ト入力は阻止されると同時に比較回路COM２の
出力に依りリセツトされ、ナンドゲートNAND１
の出力はＨレベルに固定される。かかるフリツプ
フロツプ１７のリセツトによりインバータ１５は
発振を停止する。このようにして不適性負荷状態
では加熱動作が停止する。この不適性負荷検知状態にあつてはナンドゲー
トNAND１の出力はＨレベルに固定されるから起
動信号発生回路２５の禁止が解かれ時間τ（約
0.4秒）後に起動パルスを発生する。この起動パ
ルスはインバータ１５に発振用トリガー信号とし
て与えられインバータ１５は再起動するが、不適
性負荷状態が続いていれば負荷検知回路２６にて
前述の如く不適性を判別してインバータ１５の動
作を停止させる。このように不適性負荷状態が解
除されるまで起動と停止の繰り返し動作が行なわ
れる。なお不適性負荷状態ではインバータ１５が
起動されてから負荷検知回路２６により停止する
までの時間は数ｍ秒であり、これは起動信号周期
τに比較して十分短かく、負荷が加熱されること
はない。しかる後この不適性負荷を適性負荷と置
きかえると正常な自制発振に復帰する。次表は各種負荷における期間の割合T₃／Ｔお
よびコンデンサ５３の充電電圧Ｖ−の値を示す。

【表】この表より明らかなように鉄、ステンレスを主
体とする適性負荷ではT₃／Ｔの値は約0.2〜0.3ま
での範囲にあり、他方アルミ板よりなる不適性負
荷或は無負荷状態では0.3以上となつている。こ
の差はコンデンサ５３の充電電圧Ｖ−にも現われ
ており、適性負荷では2.0V以下、不適性負荷で
は2.0以上となつている。それ故比較回路COM４
の基準レベルＶ＋を2.0Vに設定すれば適性負荷
と不適性負荷の判別を行なうことができる。なお
小物負荷については表示していないが、表中に示
すアルミ板と鉄・ステンレス製鍋の値の略中間値
となり、これは2.0V以上となり不適性負荷と判
断される。なお不適性負荷が判別されてインバー
タ１５の発振が停止するとトランジスタ４７はオ
ン状態に保持されコンデンサ５３の充電電圧はこ
のトランジスタ４７を通つて放電する。それ故比
較回路COM４の出力はＬレベルとなつた後一定
時間経過後再びＨレベルに戻る。 (3) アラーム発生動作（第５図）さて不適性負荷が検知されるとインバータ１５
の発振駆動が停止するが、一方本実施例にあつて
は比較回路COM４の出力が次段のアラーム発生
回路２７に加えられてこれを駆動し不適性鍋が置
かれたことおよびこれにより加熱動作を停止した
ことを使用者に知らせる構成がとられている。す
なわち比較回路COM４からＬレベルパルスが発
せられるとこの信号はインバータ５７にて反転さ
れ抵抗５８、コンデンサ５９よりなる積分回路を
経て比較回路COM５の信号端子へ入力する。
しかしてこのパルス信号が電圧Vccを抵抗６０，
６１で分圧して得た基準レベルＶ＋より大きけれ
ば比較回路COM５よりＬレベル信号が出力され
次段のブザー６２を駆動してパルス音を発する。
負荷検知動作は起動パルスの発生ごとになされる
から比較回路COM５の出力は0.4秒間隔でＬレベ
ルとなり、これに同期してパルス音が発せられる
ことになる。このパルス音の発生期間は、0.4秒
より短かい期間例えば0.1秒間に設定すれば0.4秒
周期の間欠アラーム音を発することができ使用者
の注意を喚起することができる。 (4) 出力調節動作（第６図）出力調節は、出力制御回路２３に組込まれた可
変抵抗器６３を操作することにより行なわれる。
本実施例における制御回路２８は約10秒の周期内
でインバータ１５の発振及び停止の割合を変える
ものである。すなわち、比較回路COM６の基準
端子に電源電圧Vccを抵抗６４，６５にて分圧
して得た基準レベル信号Ｖ＋を、信号端子に抵
抗６６、コンデンサ６７よりなる積分回路出力を
与え、その時定数を約10秒に設定する。比較回路
COM６の出力は、ダイオード６８および抵抗６
９、コンデンサ７０よりなる積分回路を介して次
段の比較回路COM７の信号端子へ入力され
る。この比較回路COM７の基準レベル端子に
は可変抵抗器６３および抵抗７１にて電源電圧
Vccを分圧して得た基準レベル信号Ｖ＋が与えら
れ、かつこの基準レベルＶ＋は可変抵抗器６３の
操作すなわちスライド摘み３（第１図）の摺動に
より任意の値に設定される。このような出力制御
回路において、比較回路COM６の入力端子電
圧Ｖ₊＝Ｖ₊（Ｈ）が入力端子電圧より低いと
き、その出力はＨレベルであるが、コンデンサ６
７への充電が序々に進んで入力端子電圧が入
力端子電圧より高くなると比較回路COM６出力
はＬレベルとなる。これにより入力端子電圧Ｖ
₊は負側に引かれＶ₊（Ｌ）に低下するとともに、
コンデンサ６７の電圧は放電され、入力端子電
圧も序々に低下する。入力端子電圧が低下して
入力端子電圧Ｖ₊＝Ｖ₊（Ｌ）より低くなると比
較回路COM６出力はＨレベルになる。これによ
り入力端子電圧もＶ₊＝Ｖ₊（Ｈ）にもどり、コ
ンデンサ６７への再度の充電が開始される。こう
した動作が繰り返されて、比較回路COM６出力
は周期的に“Ｈ”“Ｌ”を繰り返す。こうした比較回路COM６出力は、ダイオード
６８抵抗及びコンデンサ７０より成る積分回路で
ノコ歯状の波形に変換されて比較回路COM７の
入力端子へ与えられる。このようにして設定さ
れる比較回路COM７の入力端子電圧が入力
端子電圧を越えると比較回路COM７出力はＬレ
ベルに反転し、ナンドゲートNAND４の出力をＨ
レベルに変える。これによりフリツプフロツプ１
７を反転し、インバータ１５の発振を停止する。
すなわち、比較回路COM７の出力がＨレベルに
ある期間のみインバータ１５は発振することとな
る。尚第６図Ａは可変抵抗器６３の抵抗値を最
小、すなわち出力最小とした場合を、また同図Ｂ
は可変抵抗器６３の抵抗値を最大、すなわち出力
最大とした場合を示し、出力最小時は10秒間のう
ち1.7秒間加熱し、他方出力最大としたときは信
号電圧は、基準レベルに達することなく比較回路
COM７出力は常にＨレベルに保持される。これ
により最大出力時においては休止期間をおくこと
なくインバータ１５が発振し続ける。叙上の如く
して出力を約200〜1200Wの範囲で任意に調節す
ることが可能となり、調理を最も適切な出力（火
力）で行なうことができる。 (5) 保護回路動作（第７図）本実施例では、GCS１２に流れる電流をカレ
ントトランスCTにて検知しその値が一定値以上
とならないよう制御されるが、特に起動時或は動
作中であつても負荷電流の立上りの大きさやタイ
ミングによりカレントトランスCTを巻回したフ
エライト磁石の磁化状態が変化し、負荷電流に比
例した検知電流が得られない場合が発生する。か
かる現象が生じた場合、オン、オフ信号発生回路
２３が働かず、GCS１２の導通時間が異常に長
くなりこれに過剰電流が流れて破壊するという事
故が発生する。このような事故からGCS１２を
守るため保護回路２５が設けられている。この保
護回路２５は、仮にカレントトランスCTにより
正しい電流検知がなされずGCS１２に電流が流
れ続けたとしてもGCS１２導通後一定時間経過
したときは無条件にこれをオフするものである。
すなわち、起動信号発生回路２４が動作して比較
回路COM１出力がＬレベルに変るとこの信号は
抵抗７２、ダイオード７３を経て比較回路COM
３の基準端子に加えられ、かつこの基準端子
には、電源電圧Vccを抵抗７４，７５にて分圧さ
れた基準レベル電圧Ｖ＋が与えられる。一方起動
パルスによりフリツプフロツプ１７のナンドゲー
トNAND１の出力はＬレベルとなるからトランジ
スタ７６はオフ状態となりコンデンサ７７の充電
電圧は上昇する。すなわち、抵抗７８およびコン
デンサ７７よりなる積分回路の出力がその信号端
子に与えられる比較回路COM３は、積分回路
出力が基準レベル電圧Ｖ＋に達したときＬレベル
出力を発し、フリツプフロツプ１７をリセツト
し、ナンドゲートNAND１の出力はＨレベルに変
る。それ故インバータ駆動回路１６はGCS１２
をオフにすべく動作しその後ナンドゲートNAND
１のＨレベル出力はトランジスタ７６を再びオン
に反転し、コンデンサ７７の充電電圧を放電する
から、比較回路COM３の出力は直ちにＨレベル
に復帰する。この保護回路２５の出力端およびオ
ン、オフ信号発生回路２３の出力端はオア接続さ
れてナンドゲートNAND１に与えられるからオ
ン、オフ信号発生回路２３からの出力がなくと
も、保護回路２５の動作により、GCS１２はオ
フされることとなる。また起動信号発生回路２４が作動すると、先ず
一定期間低入力で動作し、その後正規の入力で動
作するよう構成されている。すなわち比較回路
COM３の基準レベルＶ＋は、低レベルＶ＋（Ｌ）
および高レベルＶ＋（Ｈ）の２値をとり、レベル
Ｖ＋（Ｈ）は起動信号発生回路２４が停止してい
るとき、またレベルＶ＋（Ｌ）は起動信号発生回
路２４が作動しているときに対応し、これは比較
回路COM１の出力を抵抗７２およびダイオード
７３を介して比較回路COM３の基準端子に加
えることにより達成される。すなわち上述したよ
うにカレントトランスCTが電流を検知せずオ
ン，オフ信号発生回路２３が動作しなかつた場合
保護回路２５から発せられるパルスによりインバ
ータ１５は発振駆動されるが、このとき負荷が銅
鍋等の不適性負荷であるとGCS１２に過剰電流
が流れ、破壊される危惧がある。一方無負荷の場
合、GCS１２に過大電圧が加わり、同様に破壊
される惧れがある。それ故電源投入直後は、保護
回路２５出力パルスの周波数を例えば35KHz程度
と高くし、負荷への入力を下げGCS１２へ流れ
る電流及びこれに加わる電圧を減少、低下させ
GCS１２の保護をはかつている。一方この低入
力時に同時に負荷検知回路２６にて負荷の適不適
が判断され、不適性負荷であれば直ちにインバー
タ発振は停止する。この場合起動から停止までの
期間は数ｍ秒であるのに対し、起動信号発生期間
は20m秒程度に設定されているから上記発振停止
時期は保護回路２５による高周波発振期間内に十
分納めることができる。それ故負荷検知動作が低
周波発振期間にまで延びて不適性負荷時過大電流
を流すという危惧はない。また保護回路２５は発振周波数の最小限を定
め、発振周波数が可聴領域にまで低下するのを防
止するはたらきをする。例えば本実施例にあつて
はインバータ１５の発振は、無負荷状態から起動
した場合、発振周波数が最低すなわち10数ＫHzの
可聴周波数となり騒音発生の原因となるが、叙上
の如く保護回路２５にて高周波数にて発振開始す
ることによりかかる騒音発生を防ぐことが可能と
なる。このほか誘導コイル１１の等価インダクタンス
及び等価抵抗の大きい例えば18ステンレス鋼より
なる鍋を使用した場合にもインバータの発振周波
数は、20KHz以下の可聴周波数に下るが、上記保
護回路２５のはたらきによりこれは阻止される。本発明は以上の説明から明らかな如く、スイツ
チング素子に流れる電流が一定値に達した時に該
素子をオフせしめるオフ信号を出力すると共に、
スイツチング素子がオフした後はインバータの共
振電圧からスイツチング素子をオンするオン信号
を出力するオン，オフ信号発生手段を具備し、こ
のオン，オフ信号発生手段にてインバータの入力
電力を一定に保ちつつインバータの自制発振を継
続せしめているので、スイツチング素子に過大電
流が流れる事なくスイツチング素子の破壊を防止
する事が出来ると共に、スイツチング素子の定格
電流値を過大に設定する必要はなく、スイツチン
グ素子の小型化が可能となつてコストダウンを図
る事が出来る。また、大きな鍋でも小型の鍋であ
つても負荷の状況に拘らず、スイツチング素子に
流れるピーク電流は電流電圧に応じて規制され、
これによつて、加熱コイルから発せられる磁束も
略等しくなり、鍋へ与えられる加熱入力も比較的
安定したものになる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明誘導加熱調理器の実施例斜視
図、第２図は同実施例回路図、第３図ないし第７
図は同実施例の動作を説明するための信号波形図
である。１５……インバータ、１６……インバータ駆動
回路、２３……オン，オフ信号発生回路、２４…
…起動信号発生回路、２５……保護回路、２６…
…負荷検知回路、２７……アラーム発生回路、２
８……出力制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１一端発振開始するとその後は、自分自身で発
振用トリガ信号を生成してスイツチング素子を開
閉制御し発振を持続する自制発振インバータを含
む該導加熱調理器において、上記スイツチング素
子に流れる電流を検出してその検出信号が電源電
圧に応じた所定の基準値に達したとき上記スイツ
チング素子をオフする為のオフ信号を出力するオ
フ信号発生手段と、上記スイツチング素子がオフ
とされた後は上記インバータの共振電圧を検知し
て上記スイツチング素子のオン信号を出力するオ
ン信号発生手段とを備え、上記基準値をスイツチ
ング素子に流れる電流の安全レベル以下にして、
上記スイツチング素子に流れる電流のピークを規
制しながら上記自制発振インバータの自制発振を
継続せしめたことを特徴とする誘導加熱調理器。