JPS6056399B2 - モ−タ駆動回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、直流モータの駆動回路に関し、特にブラシ
レス直流モータの駆動回路に用いて最適なものである。

ブラシレス直流モータのトルクリップルを低減させる
方法として、従来から界磁を形成するためのロータマグ
ネットを台形波状の着磁パターンにして、通電区域にお
けるコイルとの鎖交磁束をほぼ一定にする方法が用いら
れている。しかしこの方法では、通電区域における鎖交
磁束を完全に一定にすることは困難てあつて、台形波の
肩部付近でトルクの落ち込みが生じ、これによつてトル
クリップルが生ずる。また台形波状の着磁パターンにす
ることによつて有効な磁束が減少することがある。また
ロータマグネットの着磁パターンを正弦波状にし、電気
角で互に９００の間隔で設けられた第１及び第２の相の
コイルに、これらのコイルとの鎖交磁束に応じた正弦波
状の電流を流すようにした定トルクモータが知られてい
る。即ち、第１の相のコイルの鎖交磁束φｍｓｉｎθ（
φｍ：定数）とこのコイルの通電電流Ｉｍｓｉｎθ （
Ｉｍ：定数）とによつてＴ１＝に・ Ｉｍ・φｍｓ１ｎ
２θ （に：定数）なるトルクが発生し、また第２の相
のコイルの鎖交磁束φｍｓｌｎ（９０＊−θ）とこのコ
イルの通電電流Ｉｍｓｉｎ（９０゜一θ）とによつてＴ
２■ に ・Ｉｍ・φｍ−ｃｏｓ”θなるトルクが発生
する。従つて、合成トルクはＴｌ＋Ｔ０＝に１ｍφｍと
なつてロータの回転角θに無関係な一定回転トルクが得
られるようになつている。しかし、このような定トルク
モータにおいては、着磁パターンを正確に正弦波状にす
ることは困難である上に、各コイルに正弦波状の電流を
流す必要があるのて回路構成か複雑となる問題がある。
本発明は上述の問題点に鑑みてなされたものであつて
、直流モータのコイルに鎖交する磁束密度を検出するホ
ール素子を帰還ループとして備える演算回路を具備し、
前記演算回路から得られる前記鎖交磁束密度に反比例す
る信号に応じた駆動電流をコイルに流すように構成した
ものである。このように構成することによつて、モータ
の回転角に応じて変化するコイルの鎖交磁束密度に無関
係のほぼ一定の回転トルクを得ることができるようにし
ている。 以下本発明の実施例を図面を参照して説明す
る。

第１図は本発明によるモータ駆動回路の一実施例を示
す概略的なブロツ図である。

第１図において、モータ１のロータの回転位置は、こ
のロータの界磁用マグネットの漏れ磁束を検出するホー
ル素子２によつて検出される。

このホール素子２は、演算回路３の帰還ループを形成し
ていて、ホール素子２と演算回路３とて割算器４が構成
されている。また演算回路３にはモータの速度調整電圧
Ｖｓが供給されている。この結果、割算器４の出力から
は、モータのコイルの鎖交磁束密度Ｂθ＝ｆ（ｂθ）に
反比例し、かつ速度調整電圧に比例した出力信号ｅ＝ｋ
−ゝ−が得 ｆ（ＢＯ）ら
れる。

なおモータ速度調整電圧Ｖｓとは、モータの速度を制御
するためのサーボ電圧または一定の直流電圧である。割
算器４の出力信号ｅはスイッチング回路６に供給され、
この信号に基いてロータの回転角に応じたコイルのスイ
ッチング信号が形成される。

また信号ｅは、電圧一電流変換器５に供給され、この結
果、トランジスタ７には電圧信号ｅに比例した駆動電流
１＝ＩＯＶＳ／ｆ（ＢＯ）（ＩＯ：定数）が流れる。こ
のためコイルを流れる電流１と、このコイルの鎖交磁束
Ｂθとによつて発生する回転トルクは、（Ｋ：定数／Ｚ
：コイル巻数） となる。

即ち、回転トルクＴはコイルの鎖交磁束密度Ｂθ＝ｆ（
ＢＯ）に無関係に定まり、モータ速度調整電圧■Ｓが一
定であれば、モータの回転角θに依存しないほぼ一定の
回転トルクを得ることができる。第２図は本発明を３相
１相通電方式のブラシレス直流モータの駆動回路に適用
したモータ駆動回路の回路図であり、第３図は第２図の
各部の波形及びモータの回転トルクを示すグラフである
。

第２図において、ロータの位置検出素子としてのホール
素子２ａ，２ｂ，２ｃは、モータのロータマグネットの
漏れ磁束を検出し得るようにマグネットに近接して所定
の間隔（例えば１２０マ間．隔）でもつて固定子側に取
り付けられている。このため、これらのホール素子２ａ
，２ｂ，２ｃには、第３ａ図に示すようなコイル２５ａ
，２５ｂ，２５ｃと鎖交する例えば正弦波状の磁束密度
Ｂａ，Ｂｂ，Ｂｃに比例した漏れ磁束密度ＫｌＢａ，・
ＫｌＢｂ，ｋｌＢｃ（ｋ１：定数）が作用する。３相の
駆動回路のうちのＡ相について説明すると、ホール素子
２ａの出力は演算増幅器１５ａでもつて増幅される。

この演算増幅器１５ａの出力は抵抗１３ａを介して加算
点Ａａに供給され、ここで抵抗１４ａを介して供給され
るサーボ電圧一Ｖｓと加算された後、演算増幅器１６ａ
に供給される。演算増幅器１６ａの出力は抵抗１０ａを
介してホール素子２ａの一方の電流端子に帰還され、こ
のホール素子２ａの他方の電流端子は抵抗１１ａを介し
て接地されている。従つて、ホール素子２ａを帰還ルー
プとして備える演算増幅回路は全体として割算器４ａを
構成している。なお残フリのＢ相及びＣ相の割算器４ｂ
，４ｃも同様な構成となつている。第４図は上記割算器
４ａ〜４ｃの原理を示す原理図である。

第４図に示すように、掛算器πは演算増幅器Ａの帰還ル
ープとなつていて、この掛算門器πにおいては演算増幅
器Ａの出力Ｅ。と外部入力Ｅ２の積Ｅ。ｅ２が計算され
る。この掛算器πの出力ＥＯｅ２と外部入力ｅ１とが夫
々抵抗Ｒを介して加算されてから演算増幅器Ａに供給さ
れる。従つて、演算増幅器Ａの入力はｅ１＋ＥＯｅ２と
なり、増幅器Ａがノ＋分なゲインを持つているとすれば
、ｅ１＋ＥＯｅ２＝０のとき第４図の演算回路が安定状
態となる。即ち、演算増幅器Ａの出力は、
Ｓ−２ となり、掛算器πの入力Ｅ２に反比例する信号が得られ
る。

従つて、第２図の割算器４ａ〜４ｃは上述の原理に基い
てコイル鎖交磁束Ｂθの逆数演算を行なう。第２図にお
いて、ホール素子２ａには演算増幅器１６ａの出力電圧
Ｅａにほぼ比例した電流１３が抵抗１０ａを介して流れ
る。

なお抵抗１０ａの抵抗値及びホール素子２ａの他方の電
流端子に接続されている抵抗１１ａの抵抗値の和は、ホ
ール素子２ａの内部インピーダンスより十分に大きい値
に設定されている。従つて、ホール素子２ａの内部イン
ピーダンスが磁気抵抗効果でもつて変化しても電圧Ｅａ
にほぼ比例した動作電流１１がホール素子２ａに流れる
。このため、上記電流１．，及びホール素子２ａに作用
する磁束密度ＫｌＢａの双方に直角な方向の出力端子間
にホール起電力（Ｋ２、Ｋ３：定数） が発生する。

ホール素子２ａの出力電旺ａは負帰還抵抗１２ａを有す
る差動アンプ１５ａに供給され、所定の電圧Ｅ″ａ＝Ｋ
４ｅａＢａ（Ｋ４：定数）まで増幅された後、抵抗１３
ａを介して加算点Ａａに供給される。またこの加算点Ａ
ａには、抵抗１４ａを介して直流電圧−Ｖｓ（サーボ電
圧）が供給されている。そして加算点Ｍは演算増幅器１
６ａの一人力端子に接続され、演算増幅器１６ａの＋入
力端子は接地されている。これらの抵抗１３ａ及び１４
ａは同一の値に選ばれている。従つて、例えば割算器４
ａについて、加算点Ａａの電位が零、すなわちＥ″ａ＝
Ｖｓとなるように閉ループが動作する。即ち、例えばＥ
″ａがＶｓより小さいと、点Ａａの電圧は一Δｖとなり
、この電圧は演算増幅器１６ａによつて反転増幅される
。

従つて、演算増幅器１６ａの出力Ｅａは＋Δｅだけ増加
し、この出力Ｅａの増加に応じてホール素子２ａの動作
電流１ａも増加する。このため、ホール素子２ａの出力
Ｅａも増加し、Ｅ″ａ＝Ｖｓに保たれる。また、Ｅ″ａ
〉Ｅａになると、点Ａａの電圧は＋Δｖとなり、この電
圧は演算増幅器１６ａによつて反転増幅されて、出力電
圧Ｅ．がΔｅだけ減少する。このためホール素子２ａの
動作電流が減少してホール素子２ａの出力Ｅａが減少し
、Ｅ″ａ＝Ｖｓに保たれる。故に（Ｋ５：定数） となり、演算増幅器１６ａの出量電圧Ｅ．，は、電圧Ｖ
ｓに比例し、コイル２５ａの鎖交磁束密度Ｂａの逆数に
比例する（第３図ｂ）。

割算器４ｂ，４ｃについても同様に、演算増幅器１６ｂ
，１６ｃの出力電圧Ｅｂ，ｅＯは夫々Ｅ，＝Ｋ５■ｓ／
Ｂｂ．．ｅＯ＝Ｋ５Ｖｓ／Ｂｃとなり、電圧■Ｓに比例
しコイル２５ｂ，２５ｃの鎖交磁束密度Ｂｂ，Ｂｃの逆
数に比例する（第３図ｂ）。割算器４ａ，４ｂ，４ｃの
出力電圧Ｅａ，ｅｂ，ｅｃは夫々トランジスタ１７ａ，
１７ｂ，１７ｃのベースに供給される。

この結果、トランジスタ１７ａ，１７ｂ，，１７ｃのコ
レクタから第３図ｃに示すような反転増幅された電圧信
号Ｆａ，Ｆｂ，Ｆｃが得られる。なお図３図ｂに示す信
号Ｅａ，ｅ，，ｅｃの負極性部分においては、トランジ
スタ１７ａ〜１７ｃがカットオフされる。これらの電圧
信号Ｆａ，Ｆｂ，Ｆｃは、抵抗２０ａ，２０ｂ，２０ｃ
を介してトランジスタ２１ａ，２１ｂ，２１ｃのベース
に夫々供給される。

これらのトランジスタ２１ａ，２１ｂ，２１ｃはその負
荷抵抗２２ａ，２２ｂ，２２ｃ及び共通エミッタ抵抗２
３と共に差動アンプを構成しているので、各トランジス
タのコレクタからは第３図ｄに示すように１２００ずつ
切換り、電源電圧Ｖよりトランジスタ２４ａ，２４ｂ，
２４ｃのベース・エミッタ間電圧分だけ低いレベルで互
にオーバーラップ部分のない電流切換信号Ｈａ，Ｈｂ，
Ｈｃが形成される。これらの電流切換信号Ｈａ，Ｈｂ，
Ｈｃは夫々駆動トランジスタ２４ａ，２４ｂ，２４ｃの
ベースに供給されるので、これらのトランジスタが１２
０供ずつ交互にオンとなつて３相のコイル２５ａ，２５
ｂ，２５ｃに順次駆動電流が流される。また前記共通エ
ミッタ抵抗２３からは第３図ｅに応じた電圧信号Ｆａ，
Ｆｂ，Ｆｃ間の最大レベルに比例した信号Ｇが得られる
。

この信号Ｇはトランジスタ２６のベースに供給され、こ
のトランジスタ２６のコレクタから第３図ｆに示すよう
な極性反転された信号Ｊが得られる。この信号Ｊは、電
圧信号Ｅｌ，ｅｂ，ｅＯがトランジスタ１７ａ，１７ｂ
，１７ｃで反転され、前記差動アンプのエミッタ回路で
合成された後、再び前記トランジスタ２６で反転された
ものであるから、これらの電圧信号Ｅｌ，ｅ，，ｅＯの
合成信号に比例している。従つて、信号Ｊは、コイル鎖
交磁束密度ＢＯ＝ｆ（ｂθ）（ｆ（ｂθ）は回転角θの
関数）及びサーボ電圧Ｖｓの関数として、（Ｋ６：定数
） と表わされる。

この信号Ｊは演算増幅器３０、抵抗３１，３３及びトラ
ンジスタ３２から成る電圧一電流変換回路５に供給され
る。

このため上記トランジスタ３２には信号Ｊの電圧レベル
に応じた電流 １（ＶＵノ が流れる（ＩＯ：定数）。

従つて、コイル２５ａ，２５ｂ，２５ｃの夫々には上式
て表わされる電流ｉが１２００ずつ順次に流される。即
ち、コイル２電流１ａ，Ｉｂ，Ｉｃが夫々流される。故
に、この電流ｉと各コイルの鎖交磁束密度Ｂθとによつ
て発生する回転トルクＴは、（Ｋ：定数／Ｚ：コイル巻
数）となる。

即ち、モータの回転トルクはコイル２５ａ，２５ｂ，２
５ｃの鎖交磁束密度田＝ｆ（ｂθ）に無関係であり、速
度調整電圧Ｖｓに応じて定まる。従つて、ロータマグネ
ットが如何なる着磁パターンとなつていても、速度調整
電圧Ｖｓが一定であれば、第３図ｈに示すように、モー
タの回転角θに依存しないほぼ一定の回転トルクを得る
ことができる。このためトルクリツプルを極めて少なく
することができ、コキングのないモータを得ることがで
きる。本発明は上述の如く、直流モータのコイルに鎖交
する磁束密度をホール素子でもつて検出し、このホール
素子を帰還ループとして備える演算回路から上記鎖交磁
束密度に反比例する出力を得、この演算出力に応じた駆
動電流を上記コイルに流すようにした。

故にコイルに鎖交する磁束の密度と、このコイルに流れ
る駆動電流との積を常に一定にすることができ、このた
めモータの回転角に応じて変化するコイルの鎖交磁束密
度に無関係のほぼ一定の回転トルクを得ることができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるモータ駆動回路の一実施例を示す
概略的なブロック回路図、第２図は本発明を３相１相通
電方式のブラシレス直流モータに適用したモータ駆動回
路の回路図、第３図は第２図の各部の波形及びモータの
回転トルクを示すグラフ、第４図は割算器用の原理図で
ある。 なお図面に用いられている符号において、２ａ〜２ｃ・
・・・・・ホール素子、４ａ〜４ｃ・・・・・割算器、
５・・・・・・電圧一電流変換器である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流モータのコイルに鎖交する磁束密度を検出する
   ホール素子を帰還ループとして備える演算回路を具備し
   、前記演算回路から得られる前記鎖交磁束密度に反比例
   する信号に応じた駆動電流をコイルに流すように構成し
   たモータ駆動回路。