JPS637052B2 - - Google Patents
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- JPS637052B2 JPS637052B2 JP61299011A JP29901186A JPS637052B2 JP S637052 B2 JPS637052 B2 JP S637052B2 JP 61299011 A JP61299011 A JP 61299011A JP 29901186 A JP29901186 A JP 29901186A JP S637052 B2 JPS637052 B2 JP S637052B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
- H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
- H03D3/004—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling an oscillator, e.g. the local oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、同調電圧に対する入力端子を有する
電圧制御発振器と、アンテナ入力端子に結合した
混合段と、フイルタ手段と、電圧制御発振器に結
合した周波数―電圧変換器を縦続関係で配置して
成る周波数ロツクループと、ラジオ受信機が放送
送信にほぼ適正同調されなければオーデイオ信号
を阻止するミユーテイング回路とを備えるラジオ
受信機に関する。
電圧制御発振器と、アンテナ入力端子に結合した
混合段と、フイルタ手段と、電圧制御発振器に結
合した周波数―電圧変換器を縦続関係で配置して
成る周波数ロツクループと、ラジオ受信機が放送
送信にほぼ適正同調されなければオーデイオ信号
を阻止するミユーテイング回路とを備えるラジオ
受信機に関する。
かかるラジオ受信機は論文“エフ・エム・ア
イ・エフ・ストリツプ・ユージング・ザ・シー・
エー3189イー（FM IF Strip Using the CA
3189E）”、“エレクトール（Elektor）”誌、
Vol.5、No.６、第22〜26頁（カンタベリー（英
国））に記載されている。
イ・エフ・ストリツプ・ユージング・ザ・シー・
エー3189イー（FM IF Strip Using the CA
3189E）”、“エレクトール（Elektor）”誌、
Vol.5、No.６、第22〜26頁（カンタベリー（英
国））に記載されている。
既知のラジオ受信機の周波数ロツクループにお
ける周波数―電圧変換器では、自動周波数制御
（AFC）の目的のため電圧制御発振器に周波数制
御信号を供給する。この周波数制御信号は瞬時同
調周波数及び適正同調周波数間の周波数のずれの
目安となつており、従来のラジオ受信機において
は、適正同調範囲に到達していることを指示させ
るためオーデイオ信号レベルと共に使用されてお
り、上記適正同調範囲においてはラジオ受信機は
放送送信にほぼ正しく同調され、ミユーテイング
回路をスイツチオフ状態にする必要がある。
ける周波数―電圧変換器では、自動周波数制御
（AFC）の目的のため電圧制御発振器に周波数制
御信号を供給する。この周波数制御信号は瞬時同
調周波数及び適正同調周波数間の周波数のずれの
目安となつており、従来のラジオ受信機において
は、適正同調範囲に到達していることを指示させ
るためオーデイオ信号レベルと共に使用されてお
り、上記適正同調範囲においてはラジオ受信機は
放送送信にほぼ正しく同調され、ミユーテイング
回路をスイツチオフ状態にする必要がある。
しかし、周波数ロツクループにおけるループ利
得が前記周波数制御信号に影響を及ぼし、従つて
自動周波数制御の有効動作範囲、及びミユーテイ
ング回路をスイツチオフ状態にする必要がある適
正同調範囲に影響を及ぼす。
得が前記周波数制御信号に影響を及ぼし、従つて
自動周波数制御の有効動作範囲、及びミユーテイ
ング回路をスイツチオフ状態にする必要がある適
正同調範囲に影響を及ぼす。
本発明の目的は、上記有効動作範囲及び適正同
調範囲の幅をループ利得の大きさに依存しないよ
うにしたラジオ受信機を提供するにある。
調範囲の幅をループ利得の大きさに依存しないよ
うにしたラジオ受信機を提供するにある。
かかる目的を達成するため本発明のラジオ受信
機は、周波数―電圧変換器を第１アンプ・リミツ
タを介して電圧制御発振器に結合するよう構成し
たことを特徴とする。
機は、周波数―電圧変換器を第１アンプ・リミツ
タを介して電圧制御発振器に結合するよう構成し
たことを特徴とする。
本発明の構成を使用した場合第１アンプ・リミ
ツタは周波数―電圧変換器の出力信号の所定振幅
において制限モードになり、この制限モードにお
いては周波数―電圧変換器の出力信号が更に増大
すると第１アンプ・リミツタの利得が減少する。
前記所定振幅までは第１アンプ・リミツタの利得
従つてループ利得は極めて大きくなり得るが、こ
れの、自動周波数制御の有効動作範囲、及び正し
い同調に到達する周波数範囲に対する影響は、第
１アンプ・リミツタの利得が周波数―電圧変換器
の出力信号の振幅に依存しないモードにある範囲
に制限されるので、微弱な隣接周波数送信信号へ
の同調及びその再生が可能になる。
ツタは周波数―電圧変換器の出力信号の所定振幅
において制限モードになり、この制限モードにお
いては周波数―電圧変換器の出力信号が更に増大
すると第１アンプ・リミツタの利得が減少する。
前記所定振幅までは第１アンプ・リミツタの利得
従つてループ利得は極めて大きくなり得るが、こ
れの、自動周波数制御の有効動作範囲、及び正し
い同調に到達する周波数範囲に対する影響は、第
１アンプ・リミツタの利得が周波数―電圧変換器
の出力信号の振幅に依存しないモードにある範囲
に制限されるので、微弱な隣接周波数送信信号へ
の同調及びその再生が可能になる。
本発明ラジオ受信機の好適例においては、周波
数―電圧変換器が、少なくとも可聴オーデイオ周
波数範囲の帯域幅を有する低域通過フイルタを介
して第１アンプ・リミツタに接続されるよう構成
したことを特徴とする。
数―電圧変換器が、少なくとも可聴オーデイオ周
波数範囲の帯域幅を有する低域通過フイルタを介
して第１アンプ・リミツタに接続されるよう構成
したことを特徴とする。
この構成を使用した場合には、周波数―電圧変
換器は自動周波数制御のための制御電圧発生回路
として作動するだけでなく、周波数復調器として
も作動し、受信信号の周波数のずれの圧縮が行わ
れる。その場合周波数のずれの圧縮の度合いは、
自動周波数制御の有効動作範囲の幅、及びミユー
テイング回路をスイツチオフ状態にする適正同調
範囲の幅に依存しない。
換器は自動周波数制御のための制御電圧発生回路
として作動するだけでなく、周波数復調器として
も作動し、受信信号の周波数のずれの圧縮が行わ
れる。その場合周波数のずれの圧縮の度合いは、
自動周波数制御の有効動作範囲の幅、及びミユー
テイング回路をスイツチオフ状態にする適正同調
範囲の幅に依存しない。
更に、自動周波数制御の有効動作範囲を適切に
選定することによつて、ラジオ受信機が適正同調
範囲の縁部に同調されたとき第１アンプ・リミツ
タの少なくとも部分的制限作用により音響信号を
ひずませて、ユーザに対し一層的確な同調が可能
であることを示すことができる。
選定することによつて、ラジオ受信機が適正同調
範囲の縁部に同調されたとき第１アンプ・リミツ
タの少なくとも部分的制限作用により音響信号を
ひずませて、ユーザに対し一層的確な同調が可能
であることを示すことができる。
かかる本発明ラジオ受信機の好適例において
は、周波数―電圧変換器に、前記低域通過フイル
タに接続する出力端子を有する乗算段と、第２ア
ンプ・リミツタとを設け、フイルタ手段を第２ア
ンプ・リミツタを介して乗算段の第１入力端子及
びリミツタに結合し、該リミツタを全通過周波数
応動90゜移相器を介して乗算段の第２入力端子に
結合するよう構成したことを特徴とする。
は、周波数―電圧変換器に、前記低域通過フイル
タに接続する出力端子を有する乗算段と、第２ア
ンプ・リミツタとを設け、フイルタ手段を第２ア
ンプ・リミツタを介して乗算段の第１入力端子及
びリミツタに結合し、該リミツタを全通過周波数
応動90゜移相器を介して乗算段の第２入力端子に
結合するよう構成したことを特徴とする。
この構成を使用した場合、例えば、普通のFM
直交復調器で生ずるFM信号におけるAM雑音の
二乗法則増幅が防止される。このラジオ受信機に
おいては、ラジオ受信機が放送送信にほぼ適正同
調された場合には同調外部の平均ノイズレベルが
平均信号レベルに等しくなるので、冒頭に述べた
従来のラジオ受信機において信号レベル近傍のノ
イズレベルの変動において生ずるノイズピークが
防止される。
直交復調器で生ずるFM信号におけるAM雑音の
二乗法則増幅が防止される。このラジオ受信機に
おいては、ラジオ受信機が放送送信にほぼ適正同
調された場合には同調外部の平均ノイズレベルが
平均信号レベルに等しくなるので、冒頭に述べた
従来のラジオ受信機において信号レベル近傍のノ
イズレベルの変動において生ずるノイズピークが
防止される。
更に、第２アンプ・リミツタの制限振幅を適切
に選定した場合小さい信号が線形増幅されるの
で、ループの帯域幅は制限動作が行われる強い信
号に対するより弱い信号に対し一層狭くなり、従
つて高周波ノイズ妨害は一層聴取され難くなる。
に選定した場合小さい信号が線形増幅されるの
で、ループの帯域幅は制限動作が行われる強い信
号に対するより弱い信号に対し一層狭くなり、従
つて高周波ノイズ妨害は一層聴取され難くなる。
図面につき本発明の実施例を説明する。第１図
は本発明の実施例としてFM受信機１を示し、こ
の受信機の一端はアンテナ装置１００に接続し、
かつ他端はスピーカ３２に接続する。FM受信機
１は周波数同期ループ（周波数ロツクループ）６
〜１８を備え、その信号入力端子３は入力増幅器
２を介してアンテナ装置１００に結合し、また
FM受信機１は制御回路１９〜２７を備え、その
一端は後述する態様で周波数同期ループ６〜１８
に結合し、かつ他端はミユーテイング回路２９の
制御入力端子２８に結合する。ミユーテイング回
路２９は第１および第２入力端子３３および３４
を備え、第１入力端子３３は周波数同期ループ６
〜１８の信号出力端子５に結合し、第２入力端子
３４はノイズ源回路３０に結合する。ミユーテイ
ング回路２９の出力端子はオーデイオ信号処理部
３１を介してスピーカ３２に結合する。休止状態
では第１入力端子３３がミユーテイング回路２９
の出力端子に接続され、作動状態では第２入力端
子３４がミユーテイング回路２９の出力端子に接
続される。周波数同期ループ６〜１８は縦続接続
関係で、信号入力端子３に接続した混合段６、低
域通過フイルタ７、周波数―電圧変換器１８、い
わゆる第１アンプ・リミツタ１５、加算回路１６
および混合段６に接続する電圧制御発振器１７を
備える。第１アンプ・リミツタ１５および加算回
路１６の共通接続点を周波数同期ループ６〜１８
の信号出力端子５に接続する。また加算回路１６
は同調電圧入力端子４を有し、これに供給された
同調電圧と第１アンプ・リミツタ１５の出力電圧
を加算する。周波数―電圧変換器１８は低域通過
フイルタ７に接続した第２アンプ・リミツタ８を
備え、その出力端子はいわゆる第２位相検波器３
９の第１入力端子１２に結合し、かつ第２リミツ
タ９および第１の周波数応動90゜移相器１０の縦
続接続回路を介して第２位相検波器３９の第２入
力端子１３に結合する。第２位相検波器３９は入
力端子１２および１３に接続した混合段１１と、
第１アンプ・リミツタ１５に接続した低域通過フ
イルタ１４との縦続接続回路を備える。
は本発明の実施例としてFM受信機１を示し、こ
の受信機の一端はアンテナ装置１００に接続し、
かつ他端はスピーカ３２に接続する。FM受信機
１は周波数同期ループ（周波数ロツクループ）６
〜１８を備え、その信号入力端子３は入力増幅器
２を介してアンテナ装置１００に結合し、また
FM受信機１は制御回路１９〜２７を備え、その
一端は後述する態様で周波数同期ループ６〜１８
に結合し、かつ他端はミユーテイング回路２９の
制御入力端子２８に結合する。ミユーテイング回
路２９は第１および第２入力端子３３および３４
を備え、第１入力端子３３は周波数同期ループ６
〜１８の信号出力端子５に結合し、第２入力端子
３４はノイズ源回路３０に結合する。ミユーテイ
ング回路２９の出力端子はオーデイオ信号処理部
３１を介してスピーカ３２に結合する。休止状態
では第１入力端子３３がミユーテイング回路２９
の出力端子に接続され、作動状態では第２入力端
子３４がミユーテイング回路２９の出力端子に接
続される。周波数同期ループ６〜１８は縦続接続
関係で、信号入力端子３に接続した混合段６、低
域通過フイルタ７、周波数―電圧変換器１８、い
わゆる第１アンプ・リミツタ１５、加算回路１６
および混合段６に接続する電圧制御発振器１７を
備える。第１アンプ・リミツタ１５および加算回
路１６の共通接続点を周波数同期ループ６〜１８
の信号出力端子５に接続する。また加算回路１６
は同調電圧入力端子４を有し、これに供給された
同調電圧と第１アンプ・リミツタ１５の出力電圧
を加算する。周波数―電圧変換器１８は低域通過
フイルタ７に接続した第２アンプ・リミツタ８を
備え、その出力端子はいわゆる第２位相検波器３
９の第１入力端子１２に結合し、かつ第２リミツ
タ９および第１の周波数応動90゜移相器１０の縦
続接続回路を介して第２位相検波器３９の第２入
力端子１３に結合する。第２位相検波器３９は入
力端子１２および１３に接続した混合段１１と、
第１アンプ・リミツタ１５に接続した低域通過フ
イルタ１４との縦続接続回路を備える。
制御回路１９〜２７は全ての通過周波数に応動
する180゜移相器１９を備え、この移相器１９はい
わゆる第３リミツタ２１を介していわゆる第１位
相検波器２７の第２入力端子２４に結合する。位
相検波器２７の第１入力端子２３は周波数―電圧
変換器１８の第２リミツタ９の出力端子に結合す
る。第１位相検波器２７の出力端子はいわゆる第
１リミツタ２６を介してミユーテイング回路２９
の制御入力端子２８に接続する。
する180゜移相器１９を備え、この移相器１９はい
わゆる第３リミツタ２１を介していわゆる第１位
相検波器２７の第２入力端子２４に結合する。位
相検波器２７の第１入力端子２３は周波数―電圧
変換器１８の第２リミツタ９の出力端子に結合す
る。第１位相検波器２７の出力端子はいわゆる第
１リミツタ２６を介してミユーテイング回路２９
の制御入力端子２８に接続する。
全通過周波数応動180゜移相器１９は、周波数―
電圧変換器１８の第１周波数応動90゜移相器１０
および第３リミツタ２１の間に接続した第２の周
波数応動90゜移相器２０を備える。縦続接続した
２個の周波数応動90゜移相器１０および２０全体
は全通歌過波数応動180゜移相器として作動し、両
方の周波数応動90゜位相器１０および２０は、こ
れを通過する信号の位相を各通過信号の周波数に
左右される量だけ推移し、かつ通過信号の位相を
各通過信号の所定周波数に対し90゜だけ推移する
よう構成する。第１位相検波器２７は２個の入力
端子２３および２４に接続した混合段２２と、第
１リミツタ２６に接続した低域通過フイルタ２５
との縦続接続回路を備える。
電圧変換器１８の第１周波数応動90゜移相器１０
および第３リミツタ２１の間に接続した第２の周
波数応動90゜移相器２０を備える。縦続接続した
２個の周波数応動90゜移相器１０および２０全体
は全通歌過波数応動180゜移相器として作動し、両
方の周波数応動90゜位相器１０および２０は、こ
れを通過する信号の位相を各通過信号の周波数に
左右される量だけ推移し、かつ通過信号の位相を
各通過信号の所定周波数に対し90゜だけ推移する
よう構成する。第１位相検波器２７は２個の入力
端子２３および２４に接続した混合段２２と、第
１リミツタ２６に接続した低域通過フイルタ２５
との縦続接続回路を備える。
入力増幅器２は搬送波周波fZを有するアンテナ
信号を増幅し、これを混合段６に供給する。混合
段６ではこのアンテナ信号と、周波数fVCOを有す
る電圧制御発振器１７の信号が乗算され、然る後
周波数fZ−fVCOを有する所望の混合信号を低域通
過フイルタ７によつて選択する。例えば周波数の
隣接した送信機によつて生ずる不所望の混合信号
は低域通過フイルタ７によつて抑制される。具体
例では低域通過フイルタ７の3dB通過帯域は100k
Hzとした。
信号を増幅し、これを混合段６に供給する。混合
段６ではこのアンテナ信号と、周波数fVCOを有す
る電圧制御発振器１７の信号が乗算され、然る後
周波数fZ−fVCOを有する所望の混合信号を低域通
過フイルタ７によつて選択する。例えば周波数の
隣接した送信機によつて生ずる不所望の混合信号
は低域通過フイルタ７によつて抑制される。具体
例では低域通過フイルタ７の3dB通過帯域は100k
Hzとした。
第２アンプ・リミツタ８は微弱な信号（例えば
ノイズ信号または低域通過フイルタ７の通過帯域
縁部で充分抑制されなかつた信号）を直線性で増
幅し、かつ低域通過フイルタ７を減衰されること
なく通過した強い入力信号に対しリミツタとして
作動する。第２アンプ・リミツタ８の出力信号は
混合段１１の第１入力端子１２および第２リミツ
タ９に供給し、この入力信号の振幅が第２リミツ
タ９において制限される。次いで周波数応動90゜
移相器１０において周波数応動推移が行われ、周
波数fLを有する信号の位相が90゜推移される。具
体例では90゜移相器１０の特性周波数である周波
数fLを60kHzに選定した。
ノイズ信号または低域通過フイルタ７の通過帯域
縁部で充分抑制されなかつた信号）を直線性で増
幅し、かつ低域通過フイルタ７を減衰されること
なく通過した強い入力信号に対しリミツタとして
作動する。第２アンプ・リミツタ８の出力信号は
混合段１１の第１入力端子１２および第２リミツ
タ９に供給し、この入力信号の振幅が第２リミツ
タ９において制限される。次いで周波数応動90゜
移相器１０において周波数応動推移が行われ、周
波数fLを有する信号の位相が90゜推移される。具
体例では90゜移相器１０の特性周波数である周波
数fLを60kHzに選定した。
混合段１１では90゜移相器１０の出力信号と第
２アンプ・リミツタ８の出力信号とが乗算され、
混合段１１の出力端子にはその２個の入力端子に
供給された信号の間の位相差および振幅に比例す
る振幅を有する出力信号が生ずる。従つて周波数
―電圧変換器１８のノイズ特性は、乗算すべき両
信号の振幅を制限する従来の二乗検波FM復調器
に比べ遥に有利になり、その理由はかかる従来の
二乗検波FM復調器は小さいノイズ信号に対して
も二乗検波方式で作動し、従つて低域通過フイル
タ７の通過帯域内に位置するノイズ成分を擾乱を
生ずる程度まで増幅してしまうからである。
２アンプ・リミツタ８の出力信号とが乗算され、
混合段１１の出力端子にはその２個の入力端子に
供給された信号の間の位相差および振幅に比例す
る振幅を有する出力信号が生ずる。従つて周波数
―電圧変換器１８のノイズ特性は、乗算すべき両
信号の振幅を制限する従来の二乗検波FM復調器
に比べ遥に有利になり、その理由はかかる従来の
二乗検波FM復調器は小さいノイズ信号に対して
も二乗検波方式で作動し、従つて低域通過フイル
タ７の通過帯域内に位置するノイズ成分を擾乱を
生ずる程度まで増幅してしまうからである。
低域通過フイルタ１４は混合段１１の出力端子
において得られる混合信号からオーデイオ周波数
混合信号を選択する。このフイルタ１４の低域通
過特性により、周波数同期ループ６〜１８のルー
プゲイン特性の勾配および遮断周波数、従つてル
ープ内で帰還動作が行われる周波数範囲が決る。
具体例ではこの低域通過フイルタ１４（ループフ
イルタとも呼ばれる）の帯域幅は15kHzとした。
において得られる混合信号からオーデイオ周波数
混合信号を選択する。このフイルタ１４の低域通
過特性により、周波数同期ループ６〜１８のルー
プゲイン特性の勾配および遮断周波数、従つてル
ープ内で帰還動作が行われる周波数範囲が決る。
具体例ではこの低域通過フイルタ１４（ループフ
イルタとも呼ばれる）の帯域幅は15kHzとした。
周波数―電圧変換器１８の動作を詳細に説明す
るため第２図において曲線１００は、この周波数
―電圧変換器１８の出力電圧VDEMの理想的変化
を、送信機周波数fZを有する所定レベルの無変調
アンテナ信号において、標準同調周波数として使
用される差周波数fZ−fVCOの関数として示す。
るため第２図において曲線１００は、この周波数
―電圧変換器１８の出力電圧VDEMの理想的変化
を、送信機周波数fZを有する所定レベルの無変調
アンテナ信号において、標準同調周波数として使
用される差周波数fZ−fVCOの関数として示す。
曲線１００は混合段６で行われる低いベースバ
ンドへの変換の結果fZ＝fVCOなる点に対し対称と
なる。更に、標準同調周波数fZ−fVCOの周波数fL
および−fLにおいて第２位相検波器３９の２個の
入力端子１２および１３における信号の間に90゜
の位相推移が得られる。その場合周波数―電圧変
換器１８の出力電圧VDEMは零になる。前記アン
テナ信号のレベルを有する信号が低域通過フイル
タ７においてほぼ完全に抑制される周波数をfgで
示すと、出力電圧VDEMは標準同調周波数fZ−fVCO
においてfgより高いかまたは−fgより低い周波数
範囲においても零になる。
ンドへの変換の結果fZ＝fVCOなる点に対し対称と
なる。更に、標準同調周波数fZ−fVCOの周波数fL
および−fLにおいて第２位相検波器３９の２個の
入力端子１２および１３における信号の間に90゜
の位相推移が得られる。その場合周波数―電圧変
換器１８の出力電圧VDEMは零になる。前記アン
テナ信号のレベルを有する信号が低域通過フイル
タ７においてほぼ完全に抑制される周波数をfgで
示すと、出力電圧VDEMは標準同調周波数fZ−fVCO
においてfgより高いかまたは−fgより低い周波数
範囲においても零になる。
低域通過フイルタ７の通過帯域縁部においてア
ンテナ信号の部分的な抑制が行なわれる標準同調
周波数fZ−fVCOの値においては、このようにかな
りの程度まで抑制されたアンテナ信号を混合段６
で発生しかつ低域通過帯域内にあるノイズ信号よ
り小さくすることができる。小さい振幅の入力信
号に対するアンプ・リミツタ８における直線性増
幅のため、かかる小振幅の入力信号に対しては出
力電圧VDEMはかかる小さい振幅の信号が生ずる
周波数、即ち第２位相検波器３９の第１および第
２入力端子における信号の間の位相差に依存する
だけでなく、かかる小さい振幅の信号の振幅の値
にも依存する。これにより平均ノイズレベルは、
周波数―電圧変換器１８における復調後fLにおけ
る適正同調での平均信号レベルに合致することと
なる。これにより、ノイズレベル信号レベルの間
の急激な過渡電圧変化が生じなくなるので、偶発
的にノイズに消される微弱なアンテナ信号により
不所望のパルス状妨害信号を生ずることがなくな
る。
ンテナ信号の部分的な抑制が行なわれる標準同調
周波数fZ−fVCOの値においては、このようにかな
りの程度まで抑制されたアンテナ信号を混合段６
で発生しかつ低域通過帯域内にあるノイズ信号よ
り小さくすることができる。小さい振幅の入力信
号に対するアンプ・リミツタ８における直線性増
幅のため、かかる小振幅の入力信号に対しては出
力電圧VDEMはかかる小さい振幅の信号が生ずる
周波数、即ち第２位相検波器３９の第１および第
２入力端子における信号の間の位相差に依存する
だけでなく、かかる小さい振幅の信号の振幅の値
にも依存する。これにより平均ノイズレベルは、
周波数―電圧変換器１８における復調後fLにおけ
る適正同調での平均信号レベルに合致することと
なる。これにより、ノイズレベル信号レベルの間
の急激な過渡電圧変化が生じなくなるので、偶発
的にノイズに消される微弱なアンテナ信号により
不所望のパルス状妨害信号を生ずることがなくな
る。
周波数―電圧変換器１８の出力信号VDEMは第
１アンプ・リミツタ１５に供給し、ここで所定最
大信号レベルまで出力信号VDEMの直線性増幅を
行う。第２図においてこの最大信号レベルは標準
同調周波数fZ−fVCOが0.5fLおよび1.5fLで得られる。
最大信号レベル以上の信号は制限される。
１アンプ・リミツタ１５に供給し、ここで所定最
大信号レベルまで出力信号VDEMの直線性増幅を
行う。第２図においてこの最大信号レベルは標準
同調周波数fZ−fVCOが0.5fLおよび1.5fLで得られる。
最大信号レベル以上の信号は制限される。
アンプ・リミツタ１５の動作を詳細に説明する
ため第３図を参照する。第３図において線分１１
０〜１１６は、送信機周波数fZを有する所定レベ
ルの無変調アンテナ信号に対してアンプ・リミツ
タ１５の出力電圧VVCOの理想的変化を、標準同
調周波数として使用される差周波数fZ−fVCOの関
数として示す。
ため第３図を参照する。第３図において線分１１
０〜１１６は、送信機周波数fZを有する所定レベ
ルの無変調アンテナ信号に対してアンプ・リミツ
タ１５の出力電圧VVCOの理想的変化を、標準同
調周波数として使用される差周波数fZ−fVCOの関
数として示す。
アンプ・リミツタ１５は標準同調周波数fZ−
fVCOにつき線分１１１〜１１３で示した範囲では
振幅制限モードにある。これらの範囲即ち後述す
る保持範囲では周波数同期ループが実際上スイツ
チインされるが、電圧VVCO従つて発振器周波数
fVCOは一定に維持される。出力信号VDEMの直線性
増幅は線分１１０および１１４〜１１６で示した
範囲において行われる。しかし周波数同期ループ
６〜１８の正帰還は線分１１５および１１６で示
した範囲において行われる。これらの周波数範囲
では発振器周波数が急激に変化する。
fVCOにつき線分１１１〜１１３で示した範囲では
振幅制限モードにある。これらの範囲即ち後述す
る保持範囲では周波数同期ループが実際上スイツ
チインされるが、電圧VVCO従つて発振器周波数
fVCOは一定に維持される。出力信号VDEMの直線性
増幅は線分１１０および１１４〜１１６で示した
範囲において行われる。しかし周波数同期ループ
６〜１８の正帰還は線分１１５および１１６で示
した範囲において行われる。これらの周波数範囲
では発振器周波数が急激に変化する。
負帰還は線分１１４および１１０で示した範囲
で行われる。これらの範囲では安定な同調即ち周
波数同期ループの同期が行われる。本発明により
後述する態様で行われる不所望な２次同調の抑制
は線分１１４の部分で行われる。線分１１５は電
圧制御発振器１７の適正同調範囲即ちいわゆるロ
ツクイン範囲を示す。
で行われる。これらの範囲では安定な同調即ち周
波数同期ループの同期が行われる。本発明により
後述する態様で行われる不所望な２次同調の抑制
は線分１１４の部分で行われる。線分１１５は電
圧制御発振器１７の適正同調範囲即ちいわゆるロ
ツクイン範囲を示す。
ミユーテイング回路２９に対する制御電圧は第
１図に示した制御回路１９〜２７によつて得ら
れ、この制御回路は全通過周波数応動180゜移相器
１９、いわゆる第３リミツタ２１、位相検波器２
７およびいわゆる第１リミツタ２６を備える。
１図に示した制御回路１９〜２７によつて得ら
れ、この制御回路は全通過周波数応動180゜移相器
１９、いわゆる第３リミツタ２１、位相検波器２
７およびいわゆる第１リミツタ２６を備える。
この制御回路１９〜２７の動作を説明するため
第４および５図を参照する。これらの図において
は位相検波器２７の出力電圧VCORおよびリミツタ
２６の出力端子から送出される制御電圧VMUTE
を、標準同調周波数として使用される差周波数fZ
−fVCOの関数として送信機周波数fZを有する所定
レベルの無変調アンテナ信号において理想化した
態様で示してある。
第４および５図を参照する。これらの図において
は位相検波器２７の出力電圧VCORおよびリミツタ
２６の出力端子から送出される制御電圧VMUTE
を、標準同調周波数として使用される差周波数fZ
−fVCOの関数として送信機周波数fZを有する所定
レベルの無変調アンテナ信号において理想化した
態様で示してある。
第４図に参照数字１２０で示した如く変化する
出力電圧VCORは、混合段２２の入力端子に接続し
た第１位相検波器２７の入力端子２３及び２４の
うち、入力端子２３には振幅制限された信号を直
接供給し、かつ入力端子２４には、この信号が全
通過周波数応動180゜移相器１９において推移され
た位相だけの位相差を有する信号をリミツタを介
して供給することによつて得られる。
出力電圧VCORは、混合段２２の入力端子に接続し
た第１位相検波器２７の入力端子２３及び２４の
うち、入力端子２３には振幅制限された信号を直
接供給し、かつ入力端子２４には、この信号が全
通過周波数応動180゜移相器１９において推移され
た位相だけの位相差を有する信号をリミツタを介
して供給することによつて得られる。
第２周波数応動90゜移相器２０の特性周波数は
第１周波数応動90゜移相器１０の特性周波数（fL
＝60kHz）に等しく設定するので、０；0.5fL；
fL；1.5fL；−0.5fL；−fLおよび1.5fLの標準同調周
波数fZ−fVCOにおいて位相推移0゜；90゜；180゜；
270゜；−90゜；−180゜および−270゜がそれぞれ得ら
れる。低域通過フイルタ２５の帯域幅は、0.5fL
乃至1.5fLの範囲における同調に当り同調回路が
オーデイオ周波数のタイミングで連続的にスイツ
チオンおよびスイツチオフされるのを防止するた
め過大にならないよう選定する必要がある一方、
同調に当りミユーテイング回路が過渡に緩慢にス
イツチオフされ、これによりいわゆる送信機のス
キツプを招来するのを防止するため過小にならな
いよう選定する必要がある。この帯域幅の実用値
は１Hzである。
第１周波数応動90゜移相器１０の特性周波数（fL
＝60kHz）に等しく設定するので、０；0.5fL；
fL；1.5fL；−0.5fL；−fLおよび1.5fLの標準同調周
波数fZ−fVCOにおいて位相推移0゜；90゜；180゜；
270゜；−90゜；−180゜および−270゜がそれぞれ得ら
れる。低域通過フイルタ２５の帯域幅は、0.5fL
乃至1.5fLの範囲における同調に当り同調回路が
オーデイオ周波数のタイミングで連続的にスイツ
チオンおよびスイツチオフされるのを防止するた
め過大にならないよう選定する必要がある一方、
同調に当りミユーテイング回路が過渡に緩慢にス
イツチオフされ、これによりいわゆる送信機のス
キツプを招来するのを防止するため過小にならな
いよう選定する必要がある。この帯域幅の実用値
は１Hzである。
第５図に折線１３０で示した電圧VMUTEの理想
的変化はいわゆる第１リミツタ２６における電圧
VCORの無限利得によつて得られる。リミツタ２６
の出力電圧VMUTE即ちミユーテイング回路２９に
対する制御電圧は２つの離散値の間で急激に変化
する。ミユーテイング回路２９の切替えは標準同
調周波数fZ−fVCOの値−1.5fL；−0.5fL；0.5fLおよ
び1.5fLにおいて行われる。
的変化はいわゆる第１リミツタ２６における電圧
VCORの無限利得によつて得られる。リミツタ２６
の出力電圧VMUTE即ちミユーテイング回路２９に
対する制御電圧は２つの離散値の間で急激に変化
する。ミユーテイング回路２９の切替えは標準同
調周波数fZ−fVCOの値−1.5fL；−0.5fL；0.5fLおよ
び1.5fLにおいて行われる。
ミユーテイング回路２９が電圧VMUTEの正値で
付勢されかつVMUTEの負値で休止状態に切替えら
れるようにし、ミユーテイング回路２９が電圧
VMUTEの正値で付勢された場合周波数同期ループ
６〜１８の信号出力端子５は信号処理部３１から
減結合され、この信号処理部３１には−1.5fL以
下、−0.5fLおよび0.5fLの間、並に1.5fL以上の標準
同調周波数fZ−fVCOにおいてノイズ源回路３０が
結合される。従つてFM受信機が所望局に未だ同
調されていない場合、スピーカ３２がFM受信機
が作動状態にあることを音響の形態で使用者に知
らせる一方、第３図の線分１１４で示した範囲に
おける２次局に対する如何なる同調も抑制され
る。アンプにより増幅される抵抗の熱雑音はノイ
ズ源回路として作用させることができる。
付勢されかつVMUTEの負値で休止状態に切替えら
れるようにし、ミユーテイング回路２９が電圧
VMUTEの正値で付勢された場合周波数同期ループ
６〜１８の信号出力端子５は信号処理部３１から
減結合され、この信号処理部３１には−1.5fL以
下、−0.5fLおよび0.5fLの間、並に1.5fL以上の標準
同調周波数fZ−fVCOにおいてノイズ源回路３０が
結合される。従つてFM受信機が所望局に未だ同
調されていない場合、スピーカ３２がFM受信機
が作動状態にあることを音響の形態で使用者に知
らせる一方、第３図の線分１１４で示した範囲に
おける２次局に対する如何なる同調も抑制され
る。アンプにより増幅される抵抗の熱雑音はノイ
ズ源回路として作用させることができる。
−1.5fLおよび−0.5fLの間並に0.5fLおよび1.5fL
の間の標準同調周波数fZ−fVCOでは周波数同期ル
ープ６〜１８の信号出力端子５はミユーテイング
回路２９を介して信号処理部３１に接続され、ス
ピーカ３２により音声周波信号の再生が行われ
る。前述したように、周波数同期ループ６〜１８
は−0.5fLおよび−1.5fLの間の周波数範囲では正
帰還されるので、この範囲を一回の跳躍で通過
し、0.5fLおよび1.5fLの間の適正同調範囲におい
てだけ安定な同調が達成され、ミユーテイング回
路２９は休止状態になる。
の間の標準同調周波数fZ−fVCOでは周波数同期ル
ープ６〜１８の信号出力端子５はミユーテイング
回路２９を介して信号処理部３１に接続され、ス
ピーカ３２により音声周波信号の再生が行われ
る。前述したように、周波数同期ループ６〜１８
は−0.5fLおよび−1.5fLの間の周波数範囲では正
帰還されるので、この範囲を一回の跳躍で通過
し、0.5fLおよび1.5fLの間の適正同調範囲におい
てだけ安定な同調が達成され、ミユーテイング回
路２９は休止状態になる。
なお第１、第２及び第３リミツタ２６，９及び
２１の機能は基本的に同じであり、或る値より大
きい振幅を抑制する。しかしこれらリミツタには
並通のFM受信機の中間周波リミツタにおいて通
常みられる如き比較的大きい増幅係数を有する増
幅器を設けることができる。かかる増幅器はこれ
らリミツタの前位の回路における信号増幅が十分
な場合には省略できる。また、第４図及び第５図
のうち特に後者は理想的変化を示したもので、実
際上、電圧VVORの振幅変化範囲（第４図）は電
圧VMUTEの振幅変化範囲（第５図）とは異なる
が、電圧VCORがゼロレベルの周りの小さい正方向
又は負方向限界値を越えた場合第１リミツタによ
つて電圧VCORの振幅を制限することにより、電圧
VMUTEを第５図に示した前記理想的変化に極めて
良好に近似させることができる。
２１の機能は基本的に同じであり、或る値より大
きい振幅を抑制する。しかしこれらリミツタには
並通のFM受信機の中間周波リミツタにおいて通
常みられる如き比較的大きい増幅係数を有する増
幅器を設けることができる。かかる増幅器はこれ
らリミツタの前位の回路における信号増幅が十分
な場合には省略できる。また、第４図及び第５図
のうち特に後者は理想的変化を示したもので、実
際上、電圧VVORの振幅変化範囲（第４図）は電
圧VMUTEの振幅変化範囲（第５図）とは異なる
が、電圧VCORがゼロレベルの周りの小さい正方向
又は負方向限界値を越えた場合第１リミツタによ
つて電圧VCORの振幅を制限することにより、電圧
VMUTEを第５図に示した前記理想的変化に極めて
良好に近似させることができる。
第６図は本発明のFM受信機の同調動作を示
す。説明を簡単にするため電圧制御発振器１７の
周波数fVCOを、連続的に変化する送信機周波数fZ
および一定振幅を有する無変調アンテナ信号の関
数として示す。
す。説明を簡単にするため電圧制御発振器１７の
周波数fVCOを、連続的に変化する送信機周波数fZ
および一定振幅を有する無変調アンテナ信号の関
数として示す。
直線ｐ，ｑ，ｒおよびｓは、標準同調周波数fZ
−fVCOの値が−1.5fL；−0.5fL；0.5fLおよび1.5fLと
なる点をそれぞれ示す。ミユーテイング回路２９
は直線ｐおよびｑの間並に直線ｒおよびｓの間の
標準同調周波数fZ−fVCOにおいて休止状態となり、
これらの領域の外側ではミユーテイング回路２９
は作動状態となる。
−fVCOの値が−1.5fL；−0.5fL；0.5fLおよび1.5fLと
なる点をそれぞれ示す。ミユーテイング回路２９
は直線ｐおよびｑの間並に直線ｒおよびｓの間の
標準同調周波数fZ−fVCOにおいて休止状態となり、
これらの領域の外側ではミユーテイング回路２９
は作動状態となる。
標準同調周波数fZ−fVCOが−1.5fL以下の範囲で
は、経路Ｇはまず周波数fZの増大する方向に進
む。この場合周波数同期ループはロツクされず、
電圧制御発振器１７は自走発振を行う。然る後fZ
−fVCO＝−1.5fLの時経路Ｅに到達し、ここで周波
数同期ループはロツクされ、電圧制御発振器１７
の周波数fVCOが送信機周波数fZによりプルインさ
れる。経路Ｅは第３図の線分１１４で示した安定
な２次同調の範囲を示す。
は、経路Ｇはまず周波数fZの増大する方向に進
む。この場合周波数同期ループはロツクされず、
電圧制御発振器１７は自走発振を行う。然る後fZ
−fVCO＝−1.5fLの時経路Ｅに到達し、ここで周波
数同期ループはロツクされ、電圧制御発振器１７
の周波数fVCOが送信機周波数fZによりプルインさ
れる。経路Ｅは第３図の線分１１４で示した安定
な２次同調の範囲を示す。
経路Ｊでは周波数fZが更に増大する。この範囲
ではリミツタ１５はその振幅制限動作を行い、周
波数fVCOはfZが増大するにも拘わらず一定値に留
る。経路Ｊは第３図の線分１１２によつて示した
保持範囲に対応する。経路Ｇ，ＥおよびＪを通る
場合ミユーテイング回路２９が作動するので、こ
の周波数範囲での同調に対しては受信機はミユー
テイング状態にセツトされ、同調過程につき音響
による指示を与えるノイズ源回路３０のノイズだ
けが再生される。
ではリミツタ１５はその振幅制限動作を行い、周
波数fVCOはfZが増大するにも拘わらず一定値に留
る。経路Ｊは第３図の線分１１２によつて示した
保持範囲に対応する。経路Ｇ，ＥおよびＪを通る
場合ミユーテイング回路２９が作動するので、こ
の周波数範囲での同調に対しては受信機はミユー
テイング状態にセツトされ、同調過程につき音響
による指示を与えるノイズ源回路３０のノイズだ
けが再生される。
経路Ｊで周波数fZが増大すると経路Ａに進み、
その場合周波数同期ループにおいて正帰還が行わ
れる。これにより、周波数同期ループがロツクさ
れるまで、周波数fVCOの急激な減少に当り経路Ａ
は直線ｐおよびｑの間を通る。ミユーテイング回
路２９は低域通過フイルタの狭帯域幅に起因する
慣性遅延の後スイツチオフされるので、この経路
を介する周波数ジヤンプの際にもミユーテイング
回路２９は作動状態に維持され、従つてこの周波
数ジヤンプは聴取されることがない。
その場合周波数同期ループにおいて正帰還が行わ
れる。これにより、周波数同期ループがロツクさ
れるまで、周波数fVCOの急激な減少に当り経路Ａ
は直線ｐおよびｑの間を通る。ミユーテイング回
路２９は低域通過フイルタの狭帯域幅に起因する
慣性遅延の後スイツチオフされるので、この経路
を介する周波数ジヤンプの際にもミユーテイング
回路２９は作動状態に維持され、従つてこの周波
数ジヤンプは聴取されることがない。
周波数同期ループの前記ロツキングは適正同調
範囲即ちプルイン範囲Ｆにおいて行われる。第３
図ではこの範囲を線分１１０で示す。この場合発
振器周波数fVCOは広い範囲にわたり送信機周波数
fZに追随する。かかる態様で復調機能が自動周波
数制御機能と合体される。
範囲即ちプルイン範囲Ｆにおいて行われる。第３
図ではこの範囲を線分１１０で示す。この場合発
振器周波数fVCOは広い範囲にわたり送信機周波数
fZに追随する。かかる態様で復調機能が自動周波
数制御機能と合体される。
プルイン範囲の縁部は直線ｓによつて形成さ
れ、その場合アンプ・リミツタ１５が振幅制限動
作を開始し、発振器周波数fVCOは送信機周波数fZ
の増大に当り一定に維持される。ここでミユーテ
イング回路２９が付勢される。その場合経路Ｋに
進む。この経路Ｋは第３図の線分１１３で示した
範囲に対応する。
れ、その場合アンプ・リミツタ１５が振幅制限動
作を開始し、発振器周波数fVCOは送信機周波数fZ
の増大に当り一定に維持される。ここでミユーテ
イング回路２９が付勢される。その場合経路Ｋに
進む。この経路Ｋは第３図の線分１１３で示した
範囲に対応する。
更に送信機周波数fZが増大するとアンプ・リミ
ツタ１５の振幅制限動作が停止し、周波数同期ル
ープにおいて正帰還動作が生ずる（第３図の線分
１１６を参照）。その結果発振器周波数fVCOが急
激に減少して、遂に周波数同期ループが充分に非
同期（アンロツク）状態になり、電圧制御発振器
１７が完全に自走発振状態になる。その場合経路
Ｄを辿る。
ツタ１５の振幅制限動作が停止し、周波数同期ル
ープにおいて正帰還動作が生ずる（第３図の線分
１１６を参照）。その結果発振器周波数fVCOが急
激に減少して、遂に周波数同期ループが充分に非
同期（アンロツク）状態になり、電圧制御発振器
１７が完全に自走発振状態になる。その場合経路
Ｄを辿る。
送信機周波数fZが更に増大すると周波数同期ル
ープは非同期状態に維持され、その場合経路Ｈを
辿る。経路Ｋ，ＤおよびＨにわたる同調に当りミ
ユーテイング回路２９が作動し、音響による同調
指示のため使用されるノイズ源回路３０のノイズ
だけが聴取される。具体例ではプルイン範囲Ｆは
約350kHzであつた。
ープは非同期状態に維持され、その場合経路Ｈを
辿る。経路Ｋ，ＤおよびＨにわたる同調に当りミ
ユーテイング回路２９が作動し、音響による同調
指示のため使用されるノイズ源回路３０のノイズ
だけが聴取される。具体例ではプルイン範囲Ｆは
約350kHzであつた。
上述したようにして到達した周波数範囲から開
始すると、送信機周波数fZの減少に当り経路Ｈの
後に経路Ｍを辿り、周波数同期ループの同期は経
路Ｍにおいて維持される。送信機周波数fZが更に
減少すると標準同調周波数fZ−fVCOが減少して、
遂に値fgに到達し、周波数同期ループにおいて正
帰還が生ずる（第３図の線分１１６を参照。）そ
の瞬時に発振器周波数fVCOが急激に増大して遂に
周波数同期ループが同期される。経路Ｂで示した
この周波数ジヤンプは、この周波数範囲ではミユ
ーテイング回路２９が作動しているので、聴取さ
れない。
始すると、送信機周波数fZの減少に当り経路Ｈの
後に経路Ｍを辿り、周波数同期ループの同期は経
路Ｍにおいて維持される。送信機周波数fZが更に
減少すると標準同調周波数fZ−fVCOが減少して、
遂に値fgに到達し、周波数同期ループにおいて正
帰還が生ずる（第３図の線分１１６を参照。）そ
の瞬時に発振器周波数fVCOが急激に増大して遂に
周波数同期ループが同期される。経路Ｂで示した
この周波数ジヤンプは、この周波数範囲ではミユ
ーテイング回路２９が作動しているので、聴取さ
れない。
周波数同期ループの同期は適正同調即ちプルイ
ン範囲Ｆにおいて行われ、この範囲Ｆにおいては
復調および自動周波数制御が行われる。その場合
ミユーテイング回路２９は休止状態にある。送信
機周波数fZが減少するとプルイン範囲Ｆの縁部が
直線ｒに到達する。その場合標準同調周波数fZ−
fVCOは値0.5fLを有する。この場合アンプ・リミツ
タ１５が付勢され、第３図の線分１１１で示した
範囲に対応する経路Ｌを辿る。その場合ミユーテ
イング回路２９が作動する。
ン範囲Ｆにおいて行われ、この範囲Ｆにおいては
復調および自動周波数制御が行われる。その場合
ミユーテイング回路２９は休止状態にある。送信
機周波数fZが減少するとプルイン範囲Ｆの縁部が
直線ｒに到達する。その場合標準同調周波数fZ−
fVCOは値0.5fLを有する。この場合アンプ・リミツ
タ１５が付勢され、第３図の線分１１１で示した
範囲に対応する経路Ｌを辿る。その場合ミユーテ
イング回路２９が作動する。
送信機周波数fZが更に減少すると、直線ｑにお
いて周波数同期ループには正帰還が生じ、これに
応答して発振器周波数fVCOが急激に増大して、遂
に周波数同期ループが非同期となり、電圧制御発
振器１７は完全に自走発振状態となる。その場合
経路Ｃを辿る。経路Ａに対する場合と同じく、経
路Ｃの際のこの周波数ジヤンプは直線ｐおよびｑ
の間の範囲を辿る。低域通過フイルタ２５の狭い
帯域幅のためミユーテイング回路２９はある慣性
遅れを伴つてスイツチオフされるので、ミユーテ
イング回路２９は直線ｐおよびｑの間の上記範囲
を通過する際も作動状態に維持される。これによ
り周波数ジヤンプが抑制される。標準同調周波数
fZ−fVCOが更に減少すると、周波数同期ループは
非同期状態に維持され、電圧制御発振器１７は完
全に自走発振状態になる。
いて周波数同期ループには正帰還が生じ、これに
応答して発振器周波数fVCOが急激に増大して、遂
に周波数同期ループが非同期となり、電圧制御発
振器１７は完全に自走発振状態となる。その場合
経路Ｃを辿る。経路Ａに対する場合と同じく、経
路Ｃの際のこの周波数ジヤンプは直線ｐおよびｑ
の間の範囲を辿る。低域通過フイルタ２５の狭い
帯域幅のためミユーテイング回路２９はある慣性
遅れを伴つてスイツチオフされるので、ミユーテ
イング回路２９は直線ｐおよびｑの間の上記範囲
を通過する際も作動状態に維持される。これによ
り周波数ジヤンプが抑制される。標準同調周波数
fZ−fVCOが更に減少すると、周波数同期ループは
非同期状態に維持され、電圧制御発振器１７は完
全に自走発振状態になる。
なお代案として、アンプ・リミツタ１５およ
び／または制御回路１９〜２７を適切に構成配置
して、ミユーテイング回路が付勢される以前に既
に電圧VVCOの振幅制限が行われるようにするこ
とができる。この振幅制限に付随する可聴音ひず
みは、受信機が適正同調範囲の縁部に同調された
ことの指示を使用者に与える。
び／または制御回路１９〜２７を適切に構成配置
して、ミユーテイング回路が付勢される以前に既
に電圧VVCOの振幅制限が行われるようにするこ
とができる。この振幅制限に付随する可聴音ひず
みは、受信機が適正同調範囲の縁部に同調された
ことの指示を使用者に与える。
第１ａ図は本発明の他の実施例としてAM受信
機１′を示し、図中第１図のFM受信機１の回路
と同一機能を有する回路は同一番号で示す。AM
受信機１′は、復調動作が周波数―電圧変換器１
８ではなく振幅検波器５１において行われる点で
FM受信機１とは相違し、振幅検波器５１はAGC
増幅器８′を介して低域通過フイルタ７に接続す
る。振幅検波器５１の出力端子はAGCフイルタ
５０を介してAGC増幅器８′の制御入力端子に接
続し、かつミユーテイング回路２９の入力端子３
３にも接続する。AGCフイルタ５０の時定数は
約0.1秒である。
機１′を示し、図中第１図のFM受信機１の回路
と同一機能を有する回路は同一番号で示す。AM
受信機１′は、復調動作が周波数―電圧変換器１
８ではなく振幅検波器５１において行われる点で
FM受信機１とは相違し、振幅検波器５１はAGC
増幅器８′を介して低域通過フイルタ７に接続す
る。振幅検波器５１の出力端子はAGCフイルタ
５０を介してAGC増幅器８′の制御入力端子に接
続し、かつミユーテイング回路２９の入力端子３
３にも接続する。AGCフイルタ５０の時定数は
約0.1秒である。
周波数―電圧変換器１８は自動周波数制御のた
めの制御信号発生回路としてだけ作動し、制御信
号発生回路はFM受信機１のオーデイオ周波数低
域通過フイルタ１４を約１秒の時定数を有する自
動周波数制御フイルタ１４′で置換することによ
つて実現する。
めの制御信号発生回路としてだけ作動し、制御信
号発生回路はFM受信機１のオーデイオ周波数低
域通過フイルタ１４を約１秒の時定数を有する自
動周波数制御フイルタ１４′で置換することによ
つて実現する。
アンテナ信号の所定レベルにおける標準無変調
同調周波数の関数として本発明AM受信機１′の
周波数―電圧変換器１８、第１アンプ・リミツタ
１５、第１位相検波器２７および第１リミツタ２
６の出力電圧の理想的変化並に無変調信号に対す
る同調動作は、FM受信機１の場合と同様であ
り、第２〜６図の説明が適用できる。
同調周波数の関数として本発明AM受信機１′の
周波数―電圧変換器１８、第１アンプ・リミツタ
１５、第１位相検波器２７および第１リミツタ２
６の出力電圧の理想的変化並に無変調信号に対す
る同調動作は、FM受信機１の場合と同様であ
り、第２〜６図の説明が適用できる。
第１図は本発明の実施例のブロツク図、第１ａ
図は本発明の他の実施例を示すブロツク図、第２
〜５図は本発明受信機の作動説明図、第６図は本
発明受信機の同調動作説明図である。 １…FM受信機、１′…AM受信機、２…入力増
幅器、３…信号入力端子、４…同調電圧入力端
子、５…信号出力端子、６…混合段、７…低域通
過フイルタ、８…第２アンプ・リミツタ、８′…
AGC増幅器、９…第２リミツタ、１０…第１周
波数応動90゜移相器、１１…混合段、１４…低域
通過フイルタ、１４′…自動周波数制御フイルタ、
１５…第１アンプ・リミツタ、１６…加算回路、
１７…電圧制御発振器、１８…周波数―電圧変換
器、１９…全通過周波数応動180゜移相器、２０…
第２周波数応動90゜移相器、２１…第３リミツタ、
２２…混合段、２５…低域通過フイルタ、２６…
第１リミツタ、２７…第１位相検波器、２８…制
御入力端子、２９…ミユーテイング回路、３０…
ノイズ源回路、３１…オーデイオ信号処理部、３
２…スピーカ、３９…第２位相検波器、５０…
AGCフイルタ、５１…振幅検波器、１００…ア
ンテナ装置。
図は本発明の他の実施例を示すブロツク図、第２
〜５図は本発明受信機の作動説明図、第６図は本
発明受信機の同調動作説明図である。 １…FM受信機、１′…AM受信機、２…入力増
幅器、３…信号入力端子、４…同調電圧入力端
子、５…信号出力端子、６…混合段、７…低域通
過フイルタ、８…第２アンプ・リミツタ、８′…
AGC増幅器、９…第２リミツタ、１０…第１周
波数応動90゜移相器、１１…混合段、１４…低域
通過フイルタ、１４′…自動周波数制御フイルタ、
１５…第１アンプ・リミツタ、１６…加算回路、
１７…電圧制御発振器、１８…周波数―電圧変換
器、１９…全通過周波数応動180゜移相器、２０…
第２周波数応動90゜移相器、２１…第３リミツタ、
２２…混合段、２５…低域通過フイルタ、２６…
第１リミツタ、２７…第１位相検波器、２８…制
御入力端子、２９…ミユーテイング回路、３０…
ノイズ源回路、３１…オーデイオ信号処理部、３
２…スピーカ、３９…第２位相検波器、５０…
AGCフイルタ、５１…振幅検波器、１００…ア
ンテナ装置。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 同調電圧に対する入力端子を有する電圧制御
発振器と、アンテナ入力端子に結合した混合段
と、フイルタ手段と、電圧制御発振器に結合した
周波数―電圧変換器を縦続関係で配置して成る周
波数ロツクループと、ラジオ受信機が放送送信に
ほぼ適正同調されなければオーデイオ信号を阻止
するミユーテイング回路とを備えるラジオ受信機
において、周波数―電圧変換器を第１アンプ・リ
ミツタを介して電圧制御発振器に結合するよう構
成したことを特徴とするラジオ受信機。 ２ 周波数―電圧変換器が、少なくとも可聴オー
デイオ周波数範囲の帯域幅を有する低域通過フイ
ルタを介して第１アンプ・リミツタに接続される
特許請求の範囲第１項記載の受信機。 ３ 周波数―電圧変換器に、前記低域通過フイル
タに接続する出力端子を有する乗算段と、第２ア
ンプ・リミツタとを設け、フイルタ手段を第２ア
ンプ・リミツタを介して乗算段の第１入力端子及
びリミツタに結合し、該リミツタを全通過周波数
応動90゜移相器を介して乗算段の第２入力端子に
結合する特許請求の範囲第２項記載の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL7906602 | 1979-09-04 | ||
| NLAANVRAGE7906602,A NL184594C (nl) | 1979-09-04 | 1979-09-04 | Radio-ontvanger voorzien van een frequentie gesleutelde lus met audiofrequente terugkoppeling, en een stomschakeling. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62247628A JPS62247628A (ja) | 1987-10-28 |
| JPS637052B2 true JPS637052B2 (ja) | 1988-02-15 |
Family
ID=19833779
Family Applications (4)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12126080A Granted JPS5640332A (en) | 1979-09-04 | 1980-09-03 | Radio reciever |
| JP61299011A Granted JPS62247628A (ja) | 1979-09-04 | 1986-12-17 | ラジオ受信機 |
| JP61299012A Pending JPS62247629A (ja) | 1979-09-04 | 1986-12-17 | ラジオ受信機 |
| JP1988083997U Expired JPH0336118Y2 (ja) | 1979-09-04 | 1988-06-27 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12126080A Granted JPS5640332A (en) | 1979-09-04 | 1980-09-03 | Radio reciever |
Family Applications After (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61299012A Pending JPS62247629A (ja) | 1979-09-04 | 1986-12-17 | ラジオ受信機 |
| JP1988083997U Expired JPH0336118Y2 (ja) | 1979-09-04 | 1988-06-27 |
Country Status (15)
| Country | Link |
|---|---|
| US (3) | US4426735A (ja) |
| JP (4) | JPS5640332A (ja) |
| AT (1) | AT380136B (ja) |
| AU (1) | AU544293B2 (ja) |
| BR (1) | BR8005613A (ja) |
| CA (1) | CA1163326A (ja) |
| DE (3) | DE3032701C2 (ja) |
| ES (1) | ES494719A0 (ja) |
| FR (3) | FR2464600A1 (ja) |
| GB (2) | GB2059702B (ja) |
| HK (3) | HK99584A (ja) |
| IT (1) | IT1129142B (ja) |
| NL (1) | NL184594C (ja) |
| SE (2) | SE448507B (ja) |
| SG (1) | SG22184G (ja) |
Families Citing this family (32)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL184594C (nl) * | 1979-09-04 | 1989-09-01 | Philips Nv | Radio-ontvanger voorzien van een frequentie gesleutelde lus met audiofrequente terugkoppeling, en een stomschakeling. |
| NL8200959A (nl) * | 1982-03-09 | 1983-10-03 | Philips Nv | Fm-ontvanger voorzien van een frequentie gesleutelde lus. |
| DE3208758A1 (de) * | 1982-03-11 | 1983-09-22 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Schaltungsanordnung fuer einen fm-empfaenger |
| FR2538645B1 (fr) * | 1982-12-28 | 1986-04-11 | Thomson Csf | Procede et dispositif d'interpolation de la parole dans un systeme de transmission de parole numerisee |
| NL8301179A (nl) * | 1983-04-01 | 1984-11-01 | Philips Nv | Ontvanger voor hf-signalen voorzien van een paar parallelle signaalwegen. |
| JPS59215113A (ja) * | 1983-05-23 | 1984-12-05 | Victor Co Of Japan Ltd | テレビジヨン信号受信装置のａｆｃ回路 |
| US4479250A (en) * | 1983-06-10 | 1984-10-23 | Motorola, Inc. | Dual audio capture limiter squelch circuit |
| US4627102A (en) * | 1983-06-27 | 1986-12-02 | The Commonwealth Of Australia | Squelch circuit |
| DE3328555A1 (de) * | 1983-08-08 | 1985-02-28 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Empfaengerschaltung |
| GB2158330A (en) * | 1984-04-30 | 1985-11-06 | Philips Electronic Associated | An afc system for a direct modulation fm data receiver |
| DE3500217C2 (de) * | 1985-01-05 | 1995-04-13 | Blaupunkt Werke Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Zwischenstationsgeräuschen |
| JPS6235727A (ja) * | 1985-08-09 | 1987-02-16 | Nec Corp | 自己診断機能を有する受信機 |
| NL8502967A (nl) * | 1985-09-19 | 1987-04-16 | Philips Nv | Hoekdemodulator. |
| JP2784514B2 (ja) * | 1986-04-03 | 1998-08-06 | モトローラ・インコーポレーテッド | レイリーフェーデッド受信信号に対するオーディオ応答を改善したｆｍ受信機 |
| JPS62189438U (ja) * | 1986-05-23 | 1987-12-02 | ||
| JPH0734547B2 (ja) * | 1988-06-16 | 1995-04-12 | パイオニア株式会社 | ミューティング制御回路 |
| US4947456A (en) * | 1988-09-16 | 1990-08-07 | Uniden America Corporation | Scanning radio receiver |
| US5514988A (en) * | 1994-09-15 | 1996-05-07 | National Semiconductor Corporation | Temperature-compensated, precision frequency-to-voltage converter |
| US5970399A (en) * | 1995-11-22 | 1999-10-19 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Radio channel squelching systems |
| US6633550B1 (en) * | 1997-02-20 | 2003-10-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| US6373398B2 (en) * | 1997-06-10 | 2002-04-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Automobile tuner system |
| GB2341741B (en) * | 1998-09-18 | 2003-03-26 | Nec Technologies | Stabilisation of passband active filters |
| JP3275878B2 (ja) | 1999-06-22 | 2002-04-22 | トヨタ自動車株式会社 | デジタル放送受信機 |
| EP1091512A1 (fr) * | 1999-10-06 | 2001-04-11 | Conseils et Manufactures VLG SA | Récepteur à modulation de fréquence, notamment pour une application RDS |
| CH702685B1 (fr) | 1999-10-06 | 2011-08-31 | Richemont Int Sa | Récepteur à modulation de fréquence, notamment pour une application RDS. |
| JP2002016491A (ja) * | 2000-06-29 | 2002-01-18 | Oki Electric Ind Co Ltd | 周波数制御発振器 |
| EP1253488B1 (fr) | 2001-04-27 | 2007-04-11 | CSEM Centre Suisse d'Electronique et de Microtechnique S.A. - Recherche et Développement | Garde-temps avec mise à l'heure automatique et procédé de mise à l'heure d'un tel garde-temps |
| JP5020760B2 (ja) * | 2007-09-27 | 2012-09-05 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | 受信周波数制御回路 |
| US8812152B1 (en) * | 2013-02-22 | 2014-08-19 | TamiCare, Ltd. | Method and apparatus for changing carriage speed on a closed-loop track |
| JP6264204B2 (ja) * | 2014-06-17 | 2018-01-24 | 富士通株式会社 | 通信装置及び位相調整方法 |
| US10211868B2 (en) * | 2014-10-21 | 2019-02-19 | Maxlinear, Inc. | Phase noise suppression |
| US9685983B2 (en) * | 2014-11-05 | 2017-06-20 | Maxlinear, Inc. | Outdoor unit resonator correction |
Family Cites Families (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2122672A (en) * | 1936-06-30 | 1938-07-05 | Rca Corp | Signal controlled siren oscillator circuit |
| US2177713A (en) * | 1937-08-10 | 1939-10-31 | Hazeltine Corp | Frequency-selective network |
| US2831106A (en) * | 1956-09-25 | 1958-04-15 | American Telephone & Telegraph | Stabilized automatic frequency control circuit with noise operated squelch |
| US3100871A (en) * | 1961-01-03 | 1963-08-13 | Motorola Inc | Single sideband receiver having squelch and phase-locked detection means |
| US3619492A (en) * | 1969-06-02 | 1971-11-09 | Rca Corp | Automatic fine tuning circuitry |
| JPS5627024B2 (ja) * | 1973-01-09 | 1981-06-22 | ||
| JPS4979762A (ja) * | 1972-12-09 | 1974-08-01 | ||
| US3842198A (en) * | 1973-09-07 | 1974-10-15 | Warwick Electronics Inc | Sound demodulator and afc system |
| JPS5722252B2 (ja) * | 1973-09-28 | 1982-05-12 | ||
| US4207529A (en) * | 1976-04-08 | 1980-06-10 | Fujitsu Ten Limited | Radio receiver |
| JPS6039825B2 (ja) * | 1976-09-20 | 1985-09-07 | 日東電工株式会社 | 建造物などの外装方法 |
| US4087756A (en) * | 1977-06-14 | 1978-05-02 | Harris Corporation | FM Feedback demodulator having threshold extension circuit with two-pole crystal filters |
| US4117410A (en) | 1977-10-13 | 1978-09-26 | Motorola, Inc. | Phase locked loop signal demodulator and squelch circuit |
| DE2754906A1 (de) * | 1977-12-09 | 1979-06-13 | Blaupunkt Werke Gmbh | Schaltungsanordnung fuer autoradios als einstellhilfe bei der senderwahl |
| JPS54115817U (ja) * | 1978-02-02 | 1979-08-14 | ||
| JPS6049372B2 (ja) | 1978-03-30 | 1985-11-01 | ソニー株式会社 | テレビジヨン受像機 |
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-
1979
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-
1980
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