JPS607469B2 - モ−タの回転起動回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は例えばＶＴＲの回転磁気ヘッド装置に適用して
好適なモータの回転起動回路に係る。

ＶＴＲの回転磁気ヘッド装置は一対の回転磁気ヘッドは
勿論のこと、この磁気ヘッドと回転的に一体になされた
回転ドラムを有するが、これらヘッド及び回転ドラムは
一般に第１図に示すような制御回路によってその回転が
制御される。制御回路は回転体たる回転ドラムの回転速
度そのものを制御するための速度制御系ＩＡと、回転ド
ラムの回転位置、すなわち回転磁気ヘッドの回転位相を
制御するための回転位相制御系ＩＢとからなり、これら
制御系ＩＡ，ＩＢで得た制御信号は回転ドラムの駆動源
である例えば直流モータＭに供給され、これによって回
転ドラムは正規の回転速度に制御されると共に、磁気ヘ
ッドと外部同期信号（映像信号中の垂直同期信号又はこ
れと同じ信号が使用される）との回転的な位相が規制さ
れる。

速度制御系ＩＡから説明を付託しよう。

２は周波数発電機餌Ｇを構成するヘッド構成の検出素子
を示し、依ってこの検出素子２より回転０ドラムの回転
に関連した回転信号ＳＦ′（第２図Ａ参照）が得られる
。

なお、この例における回転信号ＳＦ′は後述する回転位
置信号と同様３６０Ｈｚ適度の周波数に選定されている
が、その周波数は任意に選ぶことができる。回転信号Ｓ
Ｆ′は波形成形回ふ路３に供給することによって第２図
Ｂで示すように矩形波状信号ＳＦに変換され、以後はこ
の信号ＳＦが回転信号として使用されるものである。回
転信号ＳＦは直列接続された第１及び第２の遅延回路４
Ａ，４Ｂに供給されるも、これら遅延回路４Ａ，４Ｂは
夫々信号の立下りで動作するモノマルチで構成され、従
って、第１の遅延回路４Ａを通して第１の遅延出力Ｓ。
，（第２図Ｃ）を得、そしてこれを第２のそれ４Ｂに供
給することによって第２の遅延出力Ｓｏ２（同図○）が
得られる。第２の遅延出力ＳＤ２はのこぎり波状の比較
信号発生回路５に供聯合され、第２図Ｂに示す比較信号
Ｓｏが形成される。比較信号発生回路５は図のように第
２の遅延出力Ｓｏ２の立下りでセットされ、第１の遅延
出力Ｓｏ，の立上りでリセットされるような動作が賦与
される。

このような周期をもつ比較信号ＳＤを得るために上述し
た第１及び第２の遅延回路４Ａ，４Ｂが設けられるもの
である。比較信号Ｓｏはサンプリングホールド回路６に
供孫合され、モータＭを制御すべき速度制御信号が形成
される。

すなわち、このサンプリングホールド回路６は比較信号
Ｓｏをサンプリングするためのサンプリング回路（ゲー
ト回路として構成される）６Ａと充放電用のコンデンサ
を有したホールド回路６８から形成されるも、サンプリ
ング信号ＳＰ（第２図Ｆ）は回転信号ＳＦに基いて形成
される。７はそのための形成回路を示し、本例では回転
信号ＳＦの負極性（立下りの極性）を用いてサンプリン
グ信号ＳＰを形成した場合である。

サンプリング信号ＳＰによってサンプリングされた比較
信号Ｓｏは後段のホールド回路６Ｂにてホールドされ、
このホールド出力は演算増中器等より成る直流増中器８
を通じて上述したモ−タＭに速度制御信号Ｓ。（第２図
Ｇ）として供給される。すなわち、モー夕Ｍの回転状態
（遅い速い）に応じてサンプリング位置が相違するから
、その相違に基づき、速度制御信号Ｓｏの直流レベルが
変化し、これによりモータＭの回転速度が制御される。
次に回転位相の制御系ＩＢについて説明する。

この回転位相制御信号は基準となる外部同期信号Ｓｖと
回転ドラムの回転位置に関連したパルス信号ＰＧとから
形成されるもので、それがため、回転ドラムにはパルス
発生器（特に図示せず）が設けられる。図に示すヘッド
１１はパルス発生器を構成している。同期信号Ｐｖはこ
れをのこぎり波状の比較信号に変換すべく上述したと同
様な発生回路１２に供給されたのち、サンプリングホー
ルド回路１３に供給された回転位相のエラー分が検出さ
れる。１４はサンプリング信号ＳＧを得るためのパルス
成形回路を示す。

回転位相のエラー分となるこの回転位相制御信号ＳＥは
直流増中器１５を経て上述の制御系ＩＡに供給される。

通常は遅延回路４Ａ，４８のいずれか一方の遅延時間（
丁，又はヶ２）を位相制御信号ＳＥで可変することによ
って、モータＭの速度を制御して磁気ヘッドと同期信号
Ｓｖとの同期をとるようにしている。本発明は、このよ
うに２つの制御系ＩＡ，ＩＢを設けて回転ドラム及び磁
気ヘッドの制御を行っている制御回路に適用して好適と
なしたもので、特にモータＭの起動回路における再度の
起動動作を容易にすると共に、この回路のＩＣ化を容易
にしたものである。

第３図以下を参照して本発明回路を説明する０も、本発
明ではモータＭの速度制御系ＩＡに設けられた第１及び
第２の遅延回路４Ａ，４Ｂを巧みに利用して上述の目的
を達成したものである。

すなわち、本発明では第３図で示すように回転信号ＳＦ
に関連した起動回路２０を設けると共夕に、この起動回
路２０の周波数弁別に必要な基準の時間として上述した
第１及び第２の遅延出力Ｓｏ，「 Ｓｏ２を使用するよ
うに構成したものである。第４図にこの起動回路２０の
具体的な構成を示す。起動回路２０は図示するようにフ
リップフロ０ップ回路２１Ｂと、これの前段に配される
制御回路（論理ゲート回路）２１Ａとで構成される。制
御回路２１Ａから説明を付記するも、これは３個の制御
トランジスタＱ，〜Ｑを有し、これらは図示のように抵
抗器２２を介して直流電源Ｖｃｃに対し並列に接続され
、第１の制御トランジスタＱ，のベース入力端子２０ａ
には回転信号ＳＦが供給される。同様に、第２の制御ト
ランジスタＱ２の入力端子２０ｂには第１の遅延出力Ｓ
Ｄ，が、そして最後のトランジスタＱ２の入力端子２０
ｃには第２の遅延出力ＳＤ２が夫々供給される。従って
、夫々の入力端子２０ａ〜２０ｃに信号ＳＦ，ＳＤ，及
びＳＤ２が全く供給されないときのみ出力端子２３には
ＶＢＥ（トランジスタＱのベース・ェミツタ間電圧）の
レベルを有した制御信号Ｓｃが得られ、信号ＳＦ，Ｓｏ
，及びＳＤ２のいずれかでも供給されていれば、制御信
号Ｓｃは得られない。すなわち、この制御回路２１Ａは
負論理のアンド回路として動作するものである。フリッ
プフロツプ回路２１Ｂは周知のように一対のトランジス
タＱ４，Ｑを有し、そのうちの−方例えばトランジスタ
Ｑ５のコレクタより出力端子２５が導出される。

なお、これらトランジスタＱ，Ｑ５に夫々並列接続され
たトランジスタＱ，Ｑ７はトランジスタＱ４，Ｑを駆動
するために設けられたもので、従って、これら駆動用の
トランジスタＱ６，Ｑ７の代りに微分回路とダイオード
の回路を接続し、いずれか一方の微分パルスでトランジ
スタＱ，Ｑ５を駆動してもよい。一方の駆動用トランジ
スタＱ６のベースには上述した制御信号Ｓｃが供給され
、他方のトランジスタＱ７のベースには第２の遅延出力
Ｓｏ２が供給される。

すなわち、これら出力Ｓｃ及びＳ。２を起動回路２０‘
こおける周波数弁別の時間基準信号に利用している。

Ｚ出力端子２５に得ら
れる起動信号Ｓｓはその名が示す通り、モータＭの起動
用の信号として使用されるものであるが、本例ではこの
起動信号Ｓｓを直接的なモー夕駆動用の信号として使用
するのではなく、サンプリング回路６Ａを動作させるよ
Ｚうにした場合を示す。それがため、起動信号Ｓｓは図
のように一対のトランジスタＱ８，Ｑ９で構成された電
流源３０に駆動信号として供給され、起動信号Ｓｓの到
来で、サンプリング回路６Ａを動作させるに必要な動作
電流ｉを得るようにしてし、２る。次に、モータの起動
動作を第５図及び第６図を参照して説明しよう。

第５図は電源投入よりモ−夕低遠回転までの波形図を示
すが、前掲図と対応する波形図の説明は省略する。
２まず、電源の投入時点ｔｏにおいては、
トランジスタＱ，〜Ｑ３のいずれもがオフであるから、
トランジスタＱ６をオンするための制御信号Ｓｃ（第５
図Ｄ）が得られ、これによって起動信号Ｓｓ（同図Ｅ）
が形成される。そのため、電流ｉが流れ、３比較信号Ｓ
。（同図Ｆ）はサンプリング回路６Ａを経て後段のホー
ルド回路６Ｂに供給される。ここで、発生回路５で得ら
れる比較信号Ｓｏは第２の遅延出力Ｓ。２が得られない
ときには常に所定の電圧を保持するものとすれば、サン
プリング回路６Ａが動作することにより、モータＭには
ホールド回路６Ｂホールド出力が起動電圧として供給さ
れるため、例えば時点らあたりからモータＭは回転を始
める。

モータＭの回転により回転信号ＳＦ（同図Ａ）が得られ
ると、この発生時点Ｌ‘こおいて制御信号Ｓｃは反転す
る。

しかし、トランジスタＱ７にはこの時点ｔ，では第２の
遅延出力Ｓｏ２が供給されていないので、制御信号Ｓｓ
は反転しない。依って、モータＭの起動電圧は供給され
続ける。制御信号Ｓｃは上述もしたように負論理のアン
ド出力そのものであるから、回転信号ＳＦ及び第１、第
２の遅延出力Ｓｏ，，Ｓｏ２（同図Ｂ，Ｃ）が連続的に
得られている間はその極Ｉ性は反転せず、時点りこ至っ
て始めて反転する。

つまり、モータＭの回転数が低く、回転信号（そのデュ
ーテイは５０％とする。）ＳＦの周波数が低い場合で、
両遅延出力Ｓ。，，Ｓ。２の遅延時間丁，，７２の和が
回転信号ＳＦの１／２周期（＝１／２ＴＦ）よりも短い
ときには第５図Ｄで示すような回転信号ＳＦに同期した
制御信号Ｓｃが得られることになる。

一方、駆動用トランジスタＱ７には第２の遅延出力ＳＤ
２が供給されるから、この遅延出力Ｓ。

２と、制御信号Ｓｃとがフリップフロップ回路２１８の
トリガー信号となり、本例では夫々の立上りパルス（時
点ら，ｔ３）でフリツプフロツプ回路２１Ｂは反転動作
を行う。

従って、起動信号Ｓｓは同図Ｅの如くなり、期間訂ｓの
間モータＭは駆動される。以上のような起動動作によっ
てモータＭは徐々に回転を早め、正規の回転速度に近ず
こうとするが、回転信号ＳＦが所定の周波数、すなわち
、７，十丁２２１′２ＴＦとなるような周波数に至ると
、第６図Ａ〜Ｃからも明らかなように、制御信号Ｓｃは
反転することなく、一の状態（この例では低レベル）を
常時保持する。

従って、フリップフロップ回路２１Ｂも一の状態（同様
に低レベル）を保持し、そのためサンプリング動作は停
止する。すなわち、所定の周波数以上になると、起動回
路本来の動作は停止し、従ってこの後はサンプリング信
号ＳＦそのものでモー夕Ｍは駆動される。このように、
第４図に示す起動回路２川ま周波数依在型の起動動作を
行うものであり、従って遅延時間丁，，ヶ２を適当に選
定すれば、これらで定まる周波数に至るまでの間は連続
した起動動作を付与しうる。この周波数は例えばロック
すべき回転信号ＳＦの周波数を３６０ＨＺとしたときに
は、１００〜２００ＨＺ程度に選べばよい。以上説明し
たように本発明では起動回路２０を周波数依存型として
構成すると共に、周波数弁別機能は第１及び第２の遅延
時間７・，丁２を利用したので次のような特徴を有する
。

第１には再度の起動動作が容易なことである。

すなわち、従来回路では、一般に電源をオンにしてから
一定の時間だけ例えば直流増中器８のバイアスを強制的
に変え、モー夕Ｍに起動電圧を供給するようにしている
。従って、この従来の起動方法では起動が電源のオン、
オフに関連されている関係上、モータＭが何らかの原因
で一旦回転停止すると、電源を再び操作しない限り、最
早このモータＭを起動することができない。しかしなが
ら、本発明によれば、起動回路２０はモータＭの回転に
応じて動作するように構成してあるため、モー夕Ｍが所
定の回転数以下になった場合は勿論のこと、モータＭが
回転停止しても、これを自動的に起動させることができ
る特徴を有する。

そのため、従釆の如く電源のオン、オフ操作を行う必要
は全くない。第２には、第１及び第２の遅延時間ヶ，，
丁２を用いて周波数の弁別を行うようにしたものである
から、この起動回路２川こは新たに周波数弁別用の時定
数回路等を設ける必要がなくなるから、起動回路２０の
ＩＣ化が極めて容易になり、それだけ回路設計上のメリ
ットが増す。

なお、上述した実施例では起動回路２０で得た起動信号
Ｓｓでサンプリング回路６Ａを動作させるようにした場
合であるが、起動信号Ｓｓを直接ホールド回路６Ｂのコ
ンデンサに供給してモータタ起動を行うようにしてもよ
い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の説明に供するモータの回転制御回路の
一例を示す系統図、第２図はその動作説明に供する波形
図、第３図は本発明回路の一例を０示す第１図と同様な
系統図、第４図は起動回路の一例を示す接続図、第５図
及び第６図はその動作説明に供する波形図である。 ＩＡは速度制御系、ＩＢは回転位相の制御系、Ｍはモ−
夕、４Ａ，４８は第１及び第２の遅延回タ路、５は比較
波形発生回路、６，１３はサンプリングホールド回路、
ＳＦは制御信号、Ｓｏは速度制御信号、Ｓｖは外部同期
信号、ＰＧは回転位置信号、ＳＥは回転位相制御信号、
２０は起動回路、２１Ａは制御回路、２１Ｂはフリツプ
フロップ回０略である。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ モータの速度サーボ系において、モータの回転に関
   連して得られる回転パルスを受けてパルス幅τ＿１のパ
   ルス出力を発生する第１の遅延回路と、該第１の遅延回
   路の出力を受けてパルス幅τ＿２のパルス出力を発生す
   る第２の遅延回路と、該第２の遅延回路のパルス出力と
   、上記の回転パルスとを位相比較し、この比較出力で上
   記モータの回転を制御すると共に、上記の回転パルス、
   上記パルス幅τ＿１のパルス及び上記パルス幅τ＿２の
   パルスを論理ゲートに与えて上記モータの回転数を判別
   し、上記モータに対する回転起動パルスを、設定回転数
   以下においてのみ得られるようにしたモータの回転起動
   回路。