JPH0899645A - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents
電動パワーステアリング装置Info
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- JPH0899645A JPH0899645A JP7126769A JP12676995A JPH0899645A JP H0899645 A JPH0899645 A JP H0899645A JP 7126769 A JP7126769 A JP 7126769A JP 12676995 A JP12676995 A JP 12676995A JP H0899645 A JPH0899645 A JP H0899645A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 17
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- 230000001934 delay Effects 0.000 description 3
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
- B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
- B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
- B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
-
- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
- B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
- B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
- B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
- B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
- B62D5/046—Controlling the motor
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 モータ電流の向きを判断する為の回路を必要
とせずに、モータ電流の正確なフィードバック制御がで
きる電動パワーステアリング装置を提供する。 【構成】 ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｔ1 〜
Ｔ4 を橋絡するようにモータＭを接続してあるモータ駆
動回路１３と、これを駆動するＰＷＭ波を発生させるＰ
ＷＭ波発生回路１１と、モータ駆動回路１３の電源側に
挿入されたモータ電流検出用抵抗Ｒs と、これの両端電
圧によりモータ電流を検出するモータ電流検出回路１０
とを備えて、モータ電流検出回路１０の検出電流をフィ
ードバックすることにより、ＰＷＭ波発生回路１１を駆
動制御して、モータＭを駆動させ操舵補助力を得る電動
パワーステアリング装置において、ＰＷＭ波に同期して
モータ電流検出用抵抗Ｒs の両端電圧の極性を切り替え
るスイッチ回路１〜４を備え、増幅回路１０の検出電流
の向きを切り替える構成となっている。
とせずに、モータ電流の正確なフィードバック制御がで
きる電動パワーステアリング装置を提供する。 【構成】 ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｔ1 〜
Ｔ4 を橋絡するようにモータＭを接続してあるモータ駆
動回路１３と、これを駆動するＰＷＭ波を発生させるＰ
ＷＭ波発生回路１１と、モータ駆動回路１３の電源側に
挿入されたモータ電流検出用抵抗Ｒs と、これの両端電
圧によりモータ電流を検出するモータ電流検出回路１０
とを備えて、モータ電流検出回路１０の検出電流をフィ
ードバックすることにより、ＰＷＭ波発生回路１１を駆
動制御して、モータＭを駆動させ操舵補助力を得る電動
パワーステアリング装置において、ＰＷＭ波に同期して
モータ電流検出用抵抗Ｒs の両端電圧の極性を切り替え
るスイッチ回路１〜４を備え、増幅回路１０の検出電流
の向きを切り替える構成となっている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ波により駆動さ
れるモータ駆動回路を備えた電動パワーステアリング装
置の改良に関するものである。
れるモータ駆動回路を備えた電動パワーステアリング装
置の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図９は、従来の電動パワーステアリング
装置の１例のモータ駆動回路及びモータ電流検出回路の
概略構成を示したブロック図である。モータ駆動回路１
３は、ブリッジ接続されたトランジスタ（スイッチング
素子）Ｔ1 〜Ｔ4 の、トランジスタＴ1 ，Ｔ3 の接続点
とトランジスタＴ2 ，Ｔ4 の接続点とを橋絡するように
モータＭが接続され、モータＭを介して直列接続された
１対のトランジスタＴ1：Ｔ4 ，Ｔ2 ：Ｔ3 は、ＰＷＭ
（パルス幅変調）波発生回路（図示せず）からのＰＷＭ
波信号ＰＷＭccw ，ＰＷＭcwを、各々のゲートに与えら
れ駆動されるようになっている。ＰＷＭ波信号ＰＷＭcc
w ，ＰＷＭcwは、図１０に示すようにパルス幅が相補の
関係（図１０の場合は、両者ともデューティ比５０％
で、モータ電流は流れない。）になっている。
装置の１例のモータ駆動回路及びモータ電流検出回路の
概略構成を示したブロック図である。モータ駆動回路１
３は、ブリッジ接続されたトランジスタ（スイッチング
素子）Ｔ1 〜Ｔ4 の、トランジスタＴ1 ，Ｔ3 の接続点
とトランジスタＴ2 ，Ｔ4 の接続点とを橋絡するように
モータＭが接続され、モータＭを介して直列接続された
１対のトランジスタＴ1：Ｔ4 ，Ｔ2 ：Ｔ3 は、ＰＷＭ
（パルス幅変調）波発生回路（図示せず）からのＰＷＭ
波信号ＰＷＭccw ，ＰＷＭcwを、各々のゲートに与えら
れ駆動されるようになっている。ＰＷＭ波信号ＰＷＭcc
w ，ＰＷＭcwは、図１０に示すようにパルス幅が相補の
関係（図１０の場合は、両者ともデューティ比５０％
で、モータ電流は流れない。）になっている。
【０００３】このモータ駆動回路１３の電源Ｐ側のトラ
ンジスタＴ1 ，Ｔ2 の各ソースは電源Ｐに接続され、接
地側のトランジスタＴ3 ，Ｔ4 の各ドレインは、他方が
接地されたモータ電流検出用抵抗Ｒs に接続されてい
る。電流検出用抵抗Ｒs の電源電圧側端子は増幅回路で
ある差動アンプ１０の非反転入力端子に、接地側端子は
反転入力端子にそれぞれ接続され、モータ電流により生
じる電流検出用抵抗Ｒsの両端電圧が、差動アンプ１０
へ入力されるようになっている。
ンジスタＴ1 ，Ｔ2 の各ソースは電源Ｐに接続され、接
地側のトランジスタＴ3 ，Ｔ4 の各ドレインは、他方が
接地されたモータ電流検出用抵抗Ｒs に接続されてい
る。電流検出用抵抗Ｒs の電源電圧側端子は増幅回路で
ある差動アンプ１０の非反転入力端子に、接地側端子は
反転入力端子にそれぞれ接続され、モータ電流により生
じる電流検出用抵抗Ｒsの両端電圧が、差動アンプ１０
へ入力されるようになっている。
【０００４】このようなモータ駆動回路１３及び差動ア
ンプ１０では、例えば、図１１（ａ）に示すように、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比がＰＷＭ波信号ＰＷ
Ｍccw のデューティ比より大きい場合、ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭcwがオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオフのとき
は、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオン、トランジスタＴ
1，Ｔ4 がオフになり、モータ電流は実線（図９）のよ
うに流れる。このとき、差動アンプ１０の非反転入力端
子の入力電圧Ｖ＋は、図１１（ｃ）に示すように、正電
圧になり（反転入力端子は接地）、差動アンプ１０の出
力は、図１１（ｅ）に示すように、正電圧になる。
ンプ１０では、例えば、図１１（ａ）に示すように、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比がＰＷＭ波信号ＰＷ
Ｍccw のデューティ比より大きい場合、ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭcwがオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオフのとき
は、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオン、トランジスタＴ
1，Ｔ4 がオフになり、モータ電流は実線（図９）のよ
うに流れる。このとき、差動アンプ１０の非反転入力端
子の入力電圧Ｖ＋は、図１１（ｃ）に示すように、正電
圧になり（反転入力端子は接地）、差動アンプ１０の出
力は、図１１（ｅ）に示すように、正電圧になる。
【０００５】次いで、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオフ、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンになるとき、トランジスタ
Ｔ2 ，Ｔ3 がオフ、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて破
線（図９）のように流れる。
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンになるとき、トランジスタ
Ｔ2 ，Ｔ3 がオフ、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて破
線（図９）のように流れる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】このモータ電流は、モ
ータＭ内では、図１１（ｂ）に示すように、ＰＷＭ波信
号ＰＷＭcwがオンのときと同方向（図９において右から
左）に流れるが、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて流れ
るので、モータ電流検出用抵抗Ｒs では、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭcwがオンのときとは逆方向（図９において下から
上）に流れる。このとき、差動アンプ１０の反転入力端
子の入力電圧Ｖ−は、図１１（ｃ），（ｄ）に示すよう
に、非反転入力端子の入力電圧Ｖ＋より高くなり、差動
アンプ１０の出力は、図１１（ｅ）に示すように、負電
圧になる。
ータＭ内では、図１１（ｂ）に示すように、ＰＷＭ波信
号ＰＷＭcwがオンのときと同方向（図９において右から
左）に流れるが、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて流れ
るので、モータ電流検出用抵抗Ｒs では、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭcwがオンのときとは逆方向（図９において下から
上）に流れる。このとき、差動アンプ１０の反転入力端
子の入力電圧Ｖ−は、図１１（ｃ），（ｄ）に示すよう
に、非反転入力端子の入力電圧Ｖ＋より高くなり、差動
アンプ１０の出力は、図１１（ｅ）に示すように、負電
圧になる。
【０００７】その為、実際のモータＭ内のモータ電流と
は異なる値（極性が逆）が検出されることになり、差動
アンプ１０の出力をそのまま、モータ電流のフィードバ
ック制御に使用しても、滑らかな操舵感覚を得ることが
できなかった。従って、差動アンプ１０の出力をモータ
電流の正確なフィードバック制御に使用するには、モー
タＭ内のモータ電流の向きを判断する為の回路が別途必
要であった。
は異なる値（極性が逆）が検出されることになり、差動
アンプ１０の出力をそのまま、モータ電流のフィードバ
ック制御に使用しても、滑らかな操舵感覚を得ることが
できなかった。従って、差動アンプ１０の出力をモータ
電流の正確なフィードバック制御に使用するには、モー
タＭ内のモータ電流の向きを判断する為の回路が別途必
要であった。
【０００８】本発明は、上述のような事情に鑑みてなさ
れたものであり、第１，２発明では、スイッチング素子
を駆動するＰＷＭ波に同期してモータ電流検出用抵抗の
両端電圧の極性を切り替えるスイッチ回路を設けること
により、モータ電流の向きを判断する為の回路を必要と
せずに、モータ駆動回路の電源側に挿入されたモータ電
流検出用抵抗によりモータ電流の向きと大きさとを検出
し、モータ電流の正確なフィードバック制御ができる電
動パワーステアリング装置を提供することを目的とす
る。
れたものであり、第１，２発明では、スイッチング素子
を駆動するＰＷＭ波に同期してモータ電流検出用抵抗の
両端電圧の極性を切り替えるスイッチ回路を設けること
により、モータ電流の向きを判断する為の回路を必要と
せずに、モータ駆動回路の電源側に挿入されたモータ電
流検出用抵抗によりモータ電流の向きと大きさとを検出
し、モータ電流の正確なフィードバック制御ができる電
動パワーステアリング装置を提供することを目的とす
る。
【０００９】また、スイッチング素子を駆動するＰＷＭ
波に同期してモータ電流検出用抵抗の両端電圧の極性を
切り替えるスイッチ回路を設けた場合、スイッチング素
子のスイッチング遅れが生じ、特に増幅回路の出力端子
にスイッチ回路を設けた場合には、増幅回路の応答遅れ
も生じて、ＰＷＭ波に同期するスイッチ回路の切り替え
タイミングと増幅回路出力信号の極性反転とが合わず、
検出信号の誤差の原因となる問題がある。
波に同期してモータ電流検出用抵抗の両端電圧の極性を
切り替えるスイッチ回路を設けた場合、スイッチング素
子のスイッチング遅れが生じ、特に増幅回路の出力端子
にスイッチ回路を設けた場合には、増幅回路の応答遅れ
も生じて、ＰＷＭ波に同期するスイッチ回路の切り替え
タイミングと増幅回路出力信号の極性反転とが合わず、
検出信号の誤差の原因となる問題がある。
【００１０】例えば、図１２（ａ）のようなＰＷＭ波Ｐ
ＷＭcwがスイッチング素子（ＦＥＴ）に与えられると
き、モータ印加電圧には、図１２（ｂ）に示すように、
スイッチング遅れが生じ、モータ電流は、図１２（ｃ）
に示すように、ＰＷＭ波ＰＷＭcwに対して遅れが生じ
る。このモータ電流によるモータ電流検出用抵抗の両端
電圧は、差動アンプ（増幅回路）で増幅されると、図１
２（ｄ）に示すように、差動アンプの応答遅れも加わ
り、極性反転による変化が鈍くなる。差動アンプで増幅
されたモータ電流検出用抵抗の両端電圧（図１２
（ｄ））は、スイッチ回路（同期回路）が、図１２
（ｆ）に示すようにＰＷＭ波に同期して切り替わると、
上述のスイッチング遅れ及び応答遅れのために、図１２
（ｅ）に示すように、極性反転すべきでない部分で極性
反転が生じ、モータ電流との誤差が生じる。
ＷＭcwがスイッチング素子（ＦＥＴ）に与えられると
き、モータ印加電圧には、図１２（ｂ）に示すように、
スイッチング遅れが生じ、モータ電流は、図１２（ｃ）
に示すように、ＰＷＭ波ＰＷＭcwに対して遅れが生じ
る。このモータ電流によるモータ電流検出用抵抗の両端
電圧は、差動アンプ（増幅回路）で増幅されると、図１
２（ｄ）に示すように、差動アンプの応答遅れも加わ
り、極性反転による変化が鈍くなる。差動アンプで増幅
されたモータ電流検出用抵抗の両端電圧（図１２
（ｄ））は、スイッチ回路（同期回路）が、図１２
（ｆ）に示すようにＰＷＭ波に同期して切り替わると、
上述のスイッチング遅れ及び応答遅れのために、図１２
（ｅ）に示すように、極性反転すべきでない部分で極性
反転が生じ、モータ電流との誤差が生じる。
【００１１】第３，４発明は、このような事情に鑑みて
なされたものであり、ＰＷＭ波の前縁を遅延させる遅延
回路と、その遅延時間の間、スイッチ回路の出力を保持
する保持回路とを設けることにより、スイッチング素子
のスイッチング遅れ及び増幅回路の応答遅れに起因する
検出誤差が小さくなり、モータ電流の正確なフィードバ
ック制御ができる電動パワーステアリング装置を提供す
ることを目的とする。
なされたものであり、ＰＷＭ波の前縁を遅延させる遅延
回路と、その遅延時間の間、スイッチ回路の出力を保持
する保持回路とを設けることにより、スイッチング素子
のスイッチング遅れ及び増幅回路の応答遅れに起因する
検出誤差が小さくなり、モータ電流の正確なフィードバ
ック制御ができる電動パワーステアリング装置を提供す
ることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】第１発明に係る電動パワ
ーステアリング装置は、ブリッジ接続されたスイッチン
グ素子を橋絡するようにモータを接続してあるモータ駆
動回路と、モータを介して直列接続された１対のスイッ
チング素子を選択駆動するＰＷＭ波を発生させるＰＷＭ
波発生回路と、前記モータ駆動回路の電源側に挿入され
たモータ電流検出用抵抗と、該モータ電流検出用抵抗の
両端電圧によりモータ電流を検出するモータ電流検出回
路とを備えて、該モータ電流検出回路が検出したモータ
電流をフィードバックすることにより、前記ＰＷＭ波発
生回路を駆動制御して、モータを駆動させ操舵補助力を
得る電動パワーステアリング装置において、前記モータ
電流検出回路は、前記ＰＷＭ波に同期して前記モータ電
流検出用抵抗の両端電圧の極性を切り替えるスイッチ回
路を備え、該スイッチ回路の出力に基づいてモータ電流
を検出すべくなしてあることを特徴とする。
ーステアリング装置は、ブリッジ接続されたスイッチン
グ素子を橋絡するようにモータを接続してあるモータ駆
動回路と、モータを介して直列接続された１対のスイッ
チング素子を選択駆動するＰＷＭ波を発生させるＰＷＭ
波発生回路と、前記モータ駆動回路の電源側に挿入され
たモータ電流検出用抵抗と、該モータ電流検出用抵抗の
両端電圧によりモータ電流を検出するモータ電流検出回
路とを備えて、該モータ電流検出回路が検出したモータ
電流をフィードバックすることにより、前記ＰＷＭ波発
生回路を駆動制御して、モータを駆動させ操舵補助力を
得る電動パワーステアリング装置において、前記モータ
電流検出回路は、前記ＰＷＭ波に同期して前記モータ電
流検出用抵抗の両端電圧の極性を切り替えるスイッチ回
路を備え、該スイッチ回路の出力に基づいてモータ電流
を検出すべくなしてあることを特徴とする。
【００１３】第２発明に係る電動パワーステアリング装
置は、前記スイッチ回路は、前記モータ電流検出用抵抗
に接続された増幅回路の出力端子に接続されていること
を特徴とする。
置は、前記スイッチ回路は、前記モータ電流検出用抵抗
に接続された増幅回路の出力端子に接続されていること
を特徴とする。
【００１４】第３発明に係る電動パワーステアリング装
置は、前記ＰＷＭ波の前縁を遅延させる遅延回路を備
え、前記スイッチ回路は、前記遅延回路の出力信号に同
期して前記モータ電流検出用抵抗の両端電圧の極性を切
り替えるべくなしてあることを特徴とする。
置は、前記ＰＷＭ波の前縁を遅延させる遅延回路を備
え、前記スイッチ回路は、前記遅延回路の出力信号に同
期して前記モータ電流検出用抵抗の両端電圧の極性を切
り替えるべくなしてあることを特徴とする。
【００１５】第４発明に係る電動パワーステアリング装
置は、前記遅延回路の遅延時間の間、前記スイッチ回路
の出力を保持する保持回路を備えることを特徴とする。
置は、前記遅延回路の遅延時間の間、前記スイッチ回路
の出力を保持する保持回路を備えることを特徴とする。
【００１６】
【作用】第１発明に係る電動パワーステアリング装置で
は、スイッチ回路は、スイッチング素子を駆動するＰＷ
Ｍ波に同期して、モータ電流検出用抵抗の両端電圧の極
性を切り替えるので、モータ電流検出回路は、モータ内
のモータ電流を向きと共に正確に検出する。
は、スイッチ回路は、スイッチング素子を駆動するＰＷ
Ｍ波に同期して、モータ電流検出用抵抗の両端電圧の極
性を切り替えるので、モータ電流検出回路は、モータ内
のモータ電流を向きと共に正確に検出する。
【００１７】第２発明に係る電動パワーステアリング装
置では、スイッチ回路は、モータ電流検出用抵抗に接続
された増幅回路の出力端子に接続されているので、モー
タ電流検出回路は、スイッチ回路の抵抗のバラツキによ
る影響を受けることが少なく、モータ内のモータ電流を
向きと共により正確にフィードバックする。
置では、スイッチ回路は、モータ電流検出用抵抗に接続
された増幅回路の出力端子に接続されているので、モー
タ電流検出回路は、スイッチ回路の抵抗のバラツキによ
る影響を受けることが少なく、モータ内のモータ電流を
向きと共により正確にフィードバックする。
【００１８】第３発明に係る電動パワーステアリング装
置では、遅延回路は、ＰＷＭ波の前縁を遅延させ、スイ
ッチ回路は、遅延回路の出力信号に同期してモータ電流
検出用抵抗の両端電圧の極性を切り替えるので、スイッ
チング素子のスイッチング遅れ及び増幅回路の応答遅れ
に起因する検出誤差を低減できる。
置では、遅延回路は、ＰＷＭ波の前縁を遅延させ、スイ
ッチ回路は、遅延回路の出力信号に同期してモータ電流
検出用抵抗の両端電圧の極性を切り替えるので、スイッ
チング素子のスイッチング遅れ及び増幅回路の応答遅れ
に起因する検出誤差を低減できる。
【００１９】第４発明に係る電動パワーステアリング装
置では、保持回路は、遅延回路の遅延時間の間、スイッ
チ回路の出力を保持するので、ＰＷＭ波の前縁の遅延に
より生じる、スイッチ回路出力の空白期間（何れの接点
もオフの期間）をその直前の出力値で埋め合わせでき、
モータ電流検出回路の検出誤差を低減できる。
置では、保持回路は、遅延回路の遅延時間の間、スイッ
チ回路の出力を保持するので、ＰＷＭ波の前縁の遅延に
より生じる、スイッチ回路出力の空白期間（何れの接点
もオフの期間）をその直前の出力値で埋め合わせでき、
モータ電流検出回路の検出誤差を低減できる。
【００２０】
【実施例】以下に、本発明をその実施例を示す図面に基
づき説明する。図１は、本発明の第１発明に係る電動パ
ワーステアリング装置の１実施例の概略構成を示したブ
ロック図である。この電動パワーステアリング装置で
は、トルクセンサ（図示せず）等で検出された操舵トル
クの値等に基づいて、モータ駆動電流目標値を表す信号
Ｉo が差動アンプ１２の非反転入力端子へ入力され、ま
た、この差動アンプ１２の反転入力端子へは、後述する
モータ電流の検出値が入力されている。この差動アンプ
１２の出力は、ＰＷＭ波発生回路１１へ入力される。
づき説明する。図１は、本発明の第１発明に係る電動パ
ワーステアリング装置の１実施例の概略構成を示したブ
ロック図である。この電動パワーステアリング装置で
は、トルクセンサ（図示せず）等で検出された操舵トル
クの値等に基づいて、モータ駆動電流目標値を表す信号
Ｉo が差動アンプ１２の非反転入力端子へ入力され、ま
た、この差動アンプ１２の反転入力端子へは、後述する
モータ電流の検出値が入力されている。この差動アンプ
１２の出力は、ＰＷＭ波発生回路１１へ入力される。
【００２１】ＰＷＭ波発生回路１１は、差動アンプ１２
の出力が０の場合にデューティ比５０％のＰＷＭ波信号
ＰＷＭcwを、差動アンプ１２の出力が正の場合にその出
力値に応じて５０％より大きいＰＷＭ波信号ＰＷＭcw
を、差動アンプ１２の出力が負の場合にその出力値に応
じて５０％より小さいＰＷＭ波信号ＰＷＭcwを、モータ
駆動回路１３へ出力すると共に、その相補信号ＰＷＭcc
w をモータ駆動回路１３へ出力する。
の出力が０の場合にデューティ比５０％のＰＷＭ波信号
ＰＷＭcwを、差動アンプ１２の出力が正の場合にその出
力値に応じて５０％より大きいＰＷＭ波信号ＰＷＭcw
を、差動アンプ１２の出力が負の場合にその出力値に応
じて５０％より小さいＰＷＭ波信号ＰＷＭcwを、モータ
駆動回路１３へ出力すると共に、その相補信号ＰＷＭcc
w をモータ駆動回路１３へ出力する。
【００２２】モータ駆動回路１３は、ブリッジ接続され
たトランジスタ（スイッチング素子）Ｔ1 〜Ｔ4 の、ト
ランジスタＴ1 ，Ｔ3 の接続点とトランジスタＴ2 ，Ｔ
4 の接続点とを橋絡するようにモータＭが接続され、モ
ータＭを介して直列接続された１対のトランジスタＴ1
：Ｔ4 ，Ｔ2 ：Ｔ3 は、ＰＷＭ波発生回路１１からの
ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw ，ＰＷＭcwを、各々のゲートに
与えられ駆動されるようになっている。ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭccw ，ＰＷＭcwは、図１０に示すようにパルス幅が
相補の関係（図１０の場合は、両者ともデューティ比５
０％で、モータ電流は流れない。）になっている。この
モータ駆動回路１３の電源Ｐ側のトランジスタＴ1 ，Ｔ
2 の各ソースは電源Ｐに接続され、接地側のトランジス
タＴ3 ，Ｔ4 の各ドレインは、他方が接地されたモータ
電流検出用抵抗Ｒs に接続されている。
たトランジスタ（スイッチング素子）Ｔ1 〜Ｔ4 の、ト
ランジスタＴ1 ，Ｔ3 の接続点とトランジスタＴ2 ，Ｔ
4 の接続点とを橋絡するようにモータＭが接続され、モ
ータＭを介して直列接続された１対のトランジスタＴ1
：Ｔ4 ，Ｔ2 ：Ｔ3 は、ＰＷＭ波発生回路１１からの
ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw ，ＰＷＭcwを、各々のゲートに
与えられ駆動されるようになっている。ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭccw ，ＰＷＭcwは、図１０に示すようにパルス幅が
相補の関係（図１０の場合は、両者ともデューティ比５
０％で、モータ電流は流れない。）になっている。この
モータ駆動回路１３の電源Ｐ側のトランジスタＴ1 ，Ｔ
2 の各ソースは電源Ｐに接続され、接地側のトランジス
タＴ3 ，Ｔ4 の各ドレインは、他方が接地されたモータ
電流検出用抵抗Ｒs に接続されている。
【００２３】電流検出用抵抗Ｒs の電源電圧側端子は、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられるスイッチ回路１を介
して、増幅回路である差動アンプ１０の非反転入力端子
に、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が与えられるスイッチ回路
３を介して、差動アンプ１０の反転入力端子に、それぞ
れ接続されている。また、電流検出用抵抗Ｒs の接地側
端子は、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられるスイッチ回
路２を介して、差動アンプ１０の反転入力端子に、ＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw が与えられるスイッチ回路４を介し
て、差動アンプ１０の非反転入力端子に、それぞれ接続
されている。差動アンプ１０の出力は、上述したよう
に、差動アンプ１２の反転入力端子へ入力され、差動ア
ンプ１２では、モータ駆動電流目標値を表す信号Ｉo と
の偏差が求められ、モータ電流のフィードバック制御に
使用される。
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられるスイッチ回路１を介
して、増幅回路である差動アンプ１０の非反転入力端子
に、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が与えられるスイッチ回路
３を介して、差動アンプ１０の反転入力端子に、それぞ
れ接続されている。また、電流検出用抵抗Ｒs の接地側
端子は、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられるスイッチ回
路２を介して、差動アンプ１０の反転入力端子に、ＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw が与えられるスイッチ回路４を介し
て、差動アンプ１０の非反転入力端子に、それぞれ接続
されている。差動アンプ１０の出力は、上述したよう
に、差動アンプ１２の反転入力端子へ入力され、差動ア
ンプ１２では、モータ駆動電流目標値を表す信号Ｉo と
の偏差が求められ、モータ電流のフィードバック制御に
使用される。
【００２４】このような構成の電動パワーステアリング
装置の動作を以下に説明する。例えば、図２（ａ）に示
すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比がＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw のデューティ比より大きい場合、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwがオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が
オフのときは、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオン、トラン
ジスタＴ1 ，Ｔ4 がオフになり、モータ電流は実線（図
１）のように流れる。このとき、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcw
が与えられているスイッチ回路１，２はオンに、ＰＷＭ
波信号ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路３，４
はオフになる。その結果、差動アンプ１０の非反転入力
端子の入力電圧Ｖ＋は、図２（ｃ）に示すように、正電
圧になり（反転入力端子は接地）、差動アンプ１０の出
力は、図２（ｅ）に示すように、正電圧になる。
装置の動作を以下に説明する。例えば、図２（ａ）に示
すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比がＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw のデューティ比より大きい場合、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwがオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が
オフのときは、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオン、トラン
ジスタＴ1 ，Ｔ4 がオフになり、モータ電流は実線（図
１）のように流れる。このとき、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcw
が与えられているスイッチ回路１，２はオンに、ＰＷＭ
波信号ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路３，４
はオフになる。その結果、差動アンプ１０の非反転入力
端子の入力電圧Ｖ＋は、図２（ｃ）に示すように、正電
圧になり（反転入力端子は接地）、差動アンプ１０の出
力は、図２（ｅ）に示すように、正電圧になる。
【００２５】次いで、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオフ、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンになるとき、トランジスタ
Ｔ2 ，Ｔ3 がオフ、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて破
線（図１）のように流れる。このとき、ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭcwが与えられているスイッチ回路１，２はオフに、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路
３，４はオンになる。その結果、差動アンプ１０の非反
転入力端子は接地されるが、図２（ｄ）に示すように、
反転入力端子の入力電圧Ｖ−は負電圧になり、差動アン
プ１０の出力は、図２（ｅ）に示すように、正電圧にな
る。
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンになるとき、トランジスタ
Ｔ2 ，Ｔ3 がオフ、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて破
線（図１）のように流れる。このとき、ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭcwが与えられているスイッチ回路１，２はオフに、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路
３，４はオンになる。その結果、差動アンプ１０の非反
転入力端子は接地されるが、図２（ｄ）に示すように、
反転入力端子の入力電圧Ｖ−は負電圧になり、差動アン
プ１０の出力は、図２（ｅ）に示すように、正電圧にな
る。
【００２６】このモータ電流は、モータＭ内では、図２
（ｂ）に示すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンのと
きと同方向（図１において右から左）に流れるが、トラ
ンジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて流れるので、モータ電流検
出用抵抗Ｒs では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンのとき
とは逆方向（図１において下から上）に流れる。しか
し、このとき、スイッチ回路１，２がオフに、スイッチ
回路３，４がオンになって、モータ電流検出用抵抗Ｒs
の両端電圧の差動アンプ１０への入力が切り替わってい
るので、差動アンプ１０の出力は正電圧になり、差動ア
ンプ１０の出力は、ＰＷＭ波信号の１周期内では、ＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭcwがオンのときと同符号の正電圧に保た
れる。
（ｂ）に示すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンのと
きと同方向（図１において右から左）に流れるが、トラ
ンジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて流れるので、モータ電流検
出用抵抗Ｒs では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンのとき
とは逆方向（図１において下から上）に流れる。しか
し、このとき、スイッチ回路１，２がオフに、スイッチ
回路３，４がオンになって、モータ電流検出用抵抗Ｒs
の両端電圧の差動アンプ１０への入力が切り替わってい
るので、差動アンプ１０の出力は正電圧になり、差動ア
ンプ１０の出力は、ＰＷＭ波信号の１周期内では、ＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭcwがオンのときと同符号の正電圧に保た
れる。
【００２７】ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw のデューティ比が
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比より大きい場合、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcw
がオフのときは、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオン、トラ
ンジスタＴ2 ，Ｔ3 がオフになり、モータ電流は破線
（図１）の逆方向に流れる。このとき、ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭccw が与えられているスイッチ回路３，４はオン
に、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられているスイッチ回
路１，２はオフになる。その結果、差動アンプ１０の非
反転入力端子は接地され、反転入力端子には正電圧が入
力され、差動アンプ１０の出力は負電圧になる。
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比より大きい場合、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcw
がオフのときは、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオン、トラ
ンジスタＴ2 ，Ｔ3 がオフになり、モータ電流は破線
（図１）の逆方向に流れる。このとき、ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭccw が与えられているスイッチ回路３，４はオン
に、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられているスイッチ回
路１，２はオフになる。その結果、差動アンプ１０の非
反転入力端子は接地され、反転入力端子には正電圧が入
力され、差動アンプ１０の出力は負電圧になる。
【００２８】次いで、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオフ、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンになるとき、トランジスタ
Ｔ1 ，Ｔ4 がオフ、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 を通じて実
線（図１）の逆方向に流れる。このとき、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路３，４オフ
に、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられているスイッチ回
路１，２はオンになる。その結果、差動アンプ１０の反
転入力端子は接地されるが、非反転入力端子には負電圧
が入力され、差動アンプ１０の出力は負電圧になる。
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンになるとき、トランジスタ
Ｔ1 ，Ｔ4 がオフ、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 を通じて実
線（図１）の逆方向に流れる。このとき、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路３，４オフ
に、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられているスイッチ回
路１，２はオンになる。その結果、差動アンプ１０の反
転入力端子は接地されるが、非反転入力端子には負電圧
が入力され、差動アンプ１０の出力は負電圧になる。
【００２９】このモータ電流は、モータＭ内では、ＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw がオンのときと同方向（図１におい
て左から右）に流れるが、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 を通
じて流れるので、モータ電流検出用抵抗Ｒs では、ＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw がオンのときとは逆方向（図１にお
いて下から上）に流れる。しかし、このとき、スイッチ
回路３，４がオフに、スイッチ回路１，２がオンになっ
て、モータ電流検出用抵抗Ｒs の両端電圧の差動アンプ
１０への入力が切り替わっているので、差動アンプ１０
の出力は負電圧になり、差動アンプ１０の出力は、ＰＷ
Ｍ波信号の１周期内では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオ
ンのときと同符号の負電圧に保たれる。従って、本発明
に係る電動パワーステアリング装置では、実際のモータ
Ｍ内のモータ電流値が向きも含めて検出されることにな
り、差動アンプ１０の出力をそのまま、モータ電流のフ
ィードバック制御に使用することができる。
Ｍ波信号ＰＷＭccw がオンのときと同方向（図１におい
て左から右）に流れるが、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 を通
じて流れるので、モータ電流検出用抵抗Ｒs では、ＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw がオンのときとは逆方向（図１にお
いて下から上）に流れる。しかし、このとき、スイッチ
回路３，４がオフに、スイッチ回路１，２がオンになっ
て、モータ電流検出用抵抗Ｒs の両端電圧の差動アンプ
１０への入力が切り替わっているので、差動アンプ１０
の出力は負電圧になり、差動アンプ１０の出力は、ＰＷ
Ｍ波信号の１周期内では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオ
ンのときと同符号の負電圧に保たれる。従って、本発明
に係る電動パワーステアリング装置では、実際のモータ
Ｍ内のモータ電流値が向きも含めて検出されることにな
り、差動アンプ１０の出力をそのまま、モータ電流のフ
ィードバック制御に使用することができる。
【００３０】図３は、第１発明に係る電動パワーステア
リング装置の具体的な構成例を示した回路図である（図
１に示したＰＷＭ波発生回路１１及び差動アンプ１２は
省略）。モータ駆動回路１３は、ブリッジ接続された電
界効果トランジスタＴ1 〜Ｔ4 の、電界効果トランジス
タＴ1 ，Ｔ3 の接続点と電界効果トランジスタＴ2 ，Ｔ
4 の接続点とを橋絡するようにモータＭが接続され、モ
ータＭを介して直列接続された１対の電界効果トランジ
スタＴ1 ：Ｔ4 ，Ｔ2 ：Ｔ3 は、ＰＷＭ波発生回路（図
示せず）からのＰＷＭ波信号ＰＷＭccw ，ＰＷＭcwを、
各々のゲートに与えられ駆動されるようになっている。
ＰＷＭ波発生回路からのＰＷＭ波信号ＰＷＭccw は、イ
ンバータ２０によりＰＷＭ波信号ＰＷＭcwに反転され、
これがインバータ２１により再度反転されＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw になっている。
リング装置の具体的な構成例を示した回路図である（図
１に示したＰＷＭ波発生回路１１及び差動アンプ１２は
省略）。モータ駆動回路１３は、ブリッジ接続された電
界効果トランジスタＴ1 〜Ｔ4 の、電界効果トランジス
タＴ1 ，Ｔ3 の接続点と電界効果トランジスタＴ2 ，Ｔ
4 の接続点とを橋絡するようにモータＭが接続され、モ
ータＭを介して直列接続された１対の電界効果トランジ
スタＴ1 ：Ｔ4 ，Ｔ2 ：Ｔ3 は、ＰＷＭ波発生回路（図
示せず）からのＰＷＭ波信号ＰＷＭccw ，ＰＷＭcwを、
各々のゲートに与えられ駆動されるようになっている。
ＰＷＭ波発生回路からのＰＷＭ波信号ＰＷＭccw は、イ
ンバータ２０によりＰＷＭ波信号ＰＷＭcwに反転され、
これがインバータ２１により再度反転されＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw になっている。
【００３１】インバータ２０から出力されたＰＷＭ波信
号ＰＷＭcwは、スイッチ回路１，２及びＮＰＮトランジ
スタ２５のベースへ入力され、ＮＰＮトランジスタ２５
のコレクタからの反転出力であるＰＷＭ波信号ＰＷＭcc
w は、電界効果トランジスタＴ4 のゲート及びＮＰＮト
ランジスタ２４のベースへ入力されている。ＮＰＮトラ
ンジスタ２４のコレクタからの反転出力であるＰＷＭ波
信号ＰＷＭcwは、電界効果トランジスタＴ2 のゲートへ
入力されている。インバータ２１から出力されたＰＷＭ
波信号ＰＷＭccw は、スイッチ回路３，４及びＮＰＮト
ランジスタ２２のベースへ入力され、ＮＰＮトランジス
タ２２のコレクタからの反転出力であるＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭcwは、電界効果トランジスタＴ3 のゲート及びＮＰ
Ｎトランジスタ２３のベースへ入力されている。ＮＰＮ
トランジスタ２３のコレクタからの反転出力であるＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw は、電界効果トランジスタＴ1 のゲ
ートへ入力されている。
号ＰＷＭcwは、スイッチ回路１，２及びＮＰＮトランジ
スタ２５のベースへ入力され、ＮＰＮトランジスタ２５
のコレクタからの反転出力であるＰＷＭ波信号ＰＷＭcc
w は、電界効果トランジスタＴ4 のゲート及びＮＰＮト
ランジスタ２４のベースへ入力されている。ＮＰＮトラ
ンジスタ２４のコレクタからの反転出力であるＰＷＭ波
信号ＰＷＭcwは、電界効果トランジスタＴ2 のゲートへ
入力されている。インバータ２１から出力されたＰＷＭ
波信号ＰＷＭccw は、スイッチ回路３，４及びＮＰＮト
ランジスタ２２のベースへ入力され、ＮＰＮトランジス
タ２２のコレクタからの反転出力であるＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭcwは、電界効果トランジスタＴ3 のゲート及びＮＰ
Ｎトランジスタ２３のベースへ入力されている。ＮＰＮ
トランジスタ２３のコレクタからの反転出力であるＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw は、電界効果トランジスタＴ1 のゲ
ートへ入力されている。
【００３２】このモータ駆動回路１３の電源Ｐ側の電界
効果トランジスタＴ1 ，Ｔ2 の各ソースは電源Ｐに接続
され、接地側の電界効果トランジスタＴ3 ，Ｔ4 の各ド
レインは、他方が接地されたモータ電流検出用抵抗Ｒs
に接続されている。電流検出用抵抗Ｒs の電源電圧側端
子は、スイッチ回路１を介して差動アンプ１０の非反転
入力端子に、スイッチ回路３を介して差動アンプ１０の
反転入力端子に、それぞれ接続されている。また、電流
検出用抵抗Ｒs の接地側端子は、スイッチ回路２を介し
て差動アンプ１０の反転入力端子に、スイッチ回路４を
介して差動アンプ１０の非反転入力端子に、それぞれ接
続されている。
効果トランジスタＴ1 ，Ｔ2 の各ソースは電源Ｐに接続
され、接地側の電界効果トランジスタＴ3 ，Ｔ4 の各ド
レインは、他方が接地されたモータ電流検出用抵抗Ｒs
に接続されている。電流検出用抵抗Ｒs の電源電圧側端
子は、スイッチ回路１を介して差動アンプ１０の非反転
入力端子に、スイッチ回路３を介して差動アンプ１０の
反転入力端子に、それぞれ接続されている。また、電流
検出用抵抗Ｒs の接地側端子は、スイッチ回路２を介し
て差動アンプ１０の反転入力端子に、スイッチ回路４を
介して差動アンプ１０の非反転入力端子に、それぞれ接
続されている。
【００３３】図４は、本発明の第２発明に係る電動パワ
ーステアリング装置の１実施例の概略構成を示したブロ
ック図である。この電動パワーステアリング装置では、
電流検出用抵抗Ｒs の電源電圧側端子は、増幅回路であ
る差動アンプ１０ａの非反転入力端子と、増幅回路であ
る差動アンプ１０ｂの反転入力端子とに接続されてい
る。また、電流検出用抵抗Ｒs の接地側端子は、差動ア
ンプ１０ａの反転入力端子と、差動アンプ１０ｂの非反
転入力端子とに接続されている。
ーステアリング装置の１実施例の概略構成を示したブロ
ック図である。この電動パワーステアリング装置では、
電流検出用抵抗Ｒs の電源電圧側端子は、増幅回路であ
る差動アンプ１０ａの非反転入力端子と、増幅回路であ
る差動アンプ１０ｂの反転入力端子とに接続されてい
る。また、電流検出用抵抗Ｒs の接地側端子は、差動ア
ンプ１０ａの反転入力端子と、差動アンプ１０ｂの非反
転入力端子とに接続されている。
【００３４】差動アンプ１０ａの出力は、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭcwが与えられるスイッチ回路５を介して、差動ア
ンプ１２の反転入力端子へ接続され、差動アンプ１０ｂ
の出力は、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が与えられるスイッ
チ回路６を介して、差動アンプ１２の反転入力端子へ接
続されている。スイッチ回路５，６の出力端子及び差動
アンプ１２の反転入力端子の間には、抵抗Ｒが接続さ
れ、抵抗Ｒの出力側と接地間にコンデンサＣが接続され
て、ローパスフィルタ７を構成している。その他の構成
は、第１発明に係る電動パワーステアリング装置と同様
なので、説明を省略する。
ＰＷＭcwが与えられるスイッチ回路５を介して、差動ア
ンプ１２の反転入力端子へ接続され、差動アンプ１０ｂ
の出力は、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が与えられるスイッ
チ回路６を介して、差動アンプ１２の反転入力端子へ接
続されている。スイッチ回路５，６の出力端子及び差動
アンプ１２の反転入力端子の間には、抵抗Ｒが接続さ
れ、抵抗Ｒの出力側と接地間にコンデンサＣが接続され
て、ローパスフィルタ７を構成している。その他の構成
は、第１発明に係る電動パワーステアリング装置と同様
なので、説明を省略する。
【００３５】このような構成の電動パワーステアリング
装置の動作を以下に説明する。例えば、図５（ａ）に示
すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比がＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw のデューティ比より大きい場合、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwがオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が
オフのときは、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオン、トラン
ジスタＴ1 ，Ｔ4 がオフになり、モータ電流は実線（図
４）のように流れる。このとき、差動アンプ１０ａの出
力電圧は、図５（ｃ）に示すように、正電圧になり、差
動アンプ１０ｂの出力電圧は、図５（ｄ）に示すよう
に、負電圧になる。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与え
られているスイッチ回路５はオンに、ＰＷＭ波信号ＰＷ
Ｍccw が与えられているスイッチ回路６はオフになる。
その結果、スイッチ回路５，６の出力電圧は、図５
（ｅ）に示すように、正電圧になる。
装置の動作を以下に説明する。例えば、図５（ａ）に示
すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比がＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw のデューティ比より大きい場合、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwがオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が
オフのときは、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオン、トラン
ジスタＴ1 ，Ｔ4 がオフになり、モータ電流は実線（図
４）のように流れる。このとき、差動アンプ１０ａの出
力電圧は、図５（ｃ）に示すように、正電圧になり、差
動アンプ１０ｂの出力電圧は、図５（ｄ）に示すよう
に、負電圧になる。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与え
られているスイッチ回路５はオンに、ＰＷＭ波信号ＰＷ
Ｍccw が与えられているスイッチ回路６はオフになる。
その結果、スイッチ回路５，６の出力電圧は、図５
（ｅ）に示すように、正電圧になる。
【００３６】次いで、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオフ、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンになるとき、トランジスタ
Ｔ2 ，Ｔ3 がオフ、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて破
線（図４）のように流れる。このとき、差動アンプ１０
ａの出力電圧は、図５（ｃ）に示すように、負電圧にな
り、差動アンプ１０ｂの出力電圧は、図５（ｄ）に示す
ように、正電圧になる。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが
与えられているスイッチ回路５はオフに、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路６はオンにな
る。その結果、スイッチ回路５，６の出力電圧は、図５
（ｅ）に示すように、正電圧になる。
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンになるとき、トランジスタ
Ｔ2 ，Ｔ3 がオフ、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて破
線（図４）のように流れる。このとき、差動アンプ１０
ａの出力電圧は、図５（ｃ）に示すように、負電圧にな
り、差動アンプ１０ｂの出力電圧は、図５（ｄ）に示す
ように、正電圧になる。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが
与えられているスイッチ回路５はオフに、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路６はオンにな
る。その結果、スイッチ回路５，６の出力電圧は、図５
（ｅ）に示すように、正電圧になる。
【００３７】このときのモータ電流は、モータＭ内で
は、図５（ｂ）に示すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが
オンのときと同方向（図４において右から左）に流れる
が、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて流れるので、モー
タ電流検出用抵抗Ｒs では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオ
ンのときとは逆方向（図４において下から上）に流れ
る。しかし、このとき、スイッチ回路５がオフに、スイ
ッチ回路６がオンになって、スイッチ回路５，６の出力
電圧は、差動アンプ１０ａの出力電圧から差動アンプ１
０ｂの出力電圧へ切り替わっているので、正電圧にな
り、スイッチ回路５，６の出力電圧は、ＰＷＭ波信号の
１周期内では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンのときと同
符号の正電圧に保たれる。
は、図５（ｂ）に示すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが
オンのときと同方向（図４において右から左）に流れる
が、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて流れるので、モー
タ電流検出用抵抗Ｒs では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオ
ンのときとは逆方向（図４において下から上）に流れ
る。しかし、このとき、スイッチ回路５がオフに、スイ
ッチ回路６がオンになって、スイッチ回路５，６の出力
電圧は、差動アンプ１０ａの出力電圧から差動アンプ１
０ｂの出力電圧へ切り替わっているので、正電圧にな
り、スイッチ回路５，６の出力電圧は、ＰＷＭ波信号の
１周期内では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンのときと同
符号の正電圧に保たれる。
【００３８】ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw のデューティ比が
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比より大きい場合、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcw
がオフのときは、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオン、トラ
ンジスタＴ2 ，Ｔ3 がオフになり、モータ電流は破線
（図４）の逆方向に流れる。このとき、差動アンプ１０
ａの出力電圧は正電圧になり、差動アンプ１０ｂの出力
電圧は負電圧になる。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与
えられているスイッチ回路５はオフに、ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭccw が与えられているスイッチ回路６はオンにな
る。その結果、スイッチ回路５，６の出力電圧は負電圧
になる。
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比より大きい場合、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcw
がオフのときは、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオン、トラ
ンジスタＴ2 ，Ｔ3 がオフになり、モータ電流は破線
（図４）の逆方向に流れる。このとき、差動アンプ１０
ａの出力電圧は正電圧になり、差動アンプ１０ｂの出力
電圧は負電圧になる。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与
えられているスイッチ回路５はオフに、ＰＷＭ波信号Ｐ
ＷＭccw が与えられているスイッチ回路６はオンにな
る。その結果、スイッチ回路５，６の出力電圧は負電圧
になる。
【００３９】次いで、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオン、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオフになるとき、トランジスタ
Ｔ1 ，Ｔ4 がオフ、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 を通じて実
線（図４）の逆方向に流れる。このとき、差動アンプ１
０ａの出力電圧は負電圧になり、差動アンプ１０ｂの出
力電圧は正電圧になる。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが
与えられているスイッチ回路５はオンに、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路６はオフにな
る。その結果、スイッチ回路５，６の出力電圧は負電圧
になる。
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオフになるとき、トランジスタ
Ｔ1 ，Ｔ4 がオフ、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオンにな
るが、モータＭのインダクタンスに起因して、モータＭ
内でモータ電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧
が発生する。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢にな
り、モータ電流は、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 を通じて実
線（図４）の逆方向に流れる。このとき、差動アンプ１
０ａの出力電圧は負電圧になり、差動アンプ１０ｂの出
力電圧は正電圧になる。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが
与えられているスイッチ回路５はオンに、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw が与えられているスイッチ回路６はオフにな
る。その結果、スイッチ回路５，６の出力電圧は負電圧
になる。
【００４０】このときのモータ電流は、モータＭ内で
は、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンのときと同方向（図
４において左から右）に流れるが、トランジスタＴ2 ，
Ｔ3 を通じて流れるので、モータ電流検出用抵抗Ｒs で
は、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンのときとは逆方向
（図４において下から上）に流れる。しかし、このと
き、スイッチ回路５がオンに、スイッチ回路６がオフに
なって、スイッチ回路５，６の出力電圧は、差動アンプ
１０ｂの出力電圧から差動アンプ１０ａの出力電圧へ切
り替わっているので、負電圧になり、スイッチ回路５，
６の出力電圧は、ＰＷＭ波信号の１周期内では、ＰＷＭ
ccw がオンのときと同符号の負電圧に保たれる。
は、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンのときと同方向（図
４において左から右）に流れるが、トランジスタＴ2 ，
Ｔ3 を通じて流れるので、モータ電流検出用抵抗Ｒs で
は、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンのときとは逆方向
（図４において下から上）に流れる。しかし、このと
き、スイッチ回路５がオンに、スイッチ回路６がオフに
なって、スイッチ回路５，６の出力電圧は、差動アンプ
１０ｂの出力電圧から差動アンプ１０ａの出力電圧へ切
り替わっているので、負電圧になり、スイッチ回路５，
６の出力電圧は、ＰＷＭ波信号の１周期内では、ＰＷＭ
ccw がオンのときと同符号の負電圧に保たれる。
【００４１】従って、第２発明に係る電動パワーステア
リング装置では、実際のモータＭ内のモータ電流値が向
きも含めて検出されることになり、スイッチ回路５，６
の出力電圧をそのまま、モータ電流のフィードバック制
御に使用することができる。また、モータ電流検出用抵
抗Ｒs の両端電圧の信号は、一般的に小さく設定するの
で、第１発明の構成では、スイッチ回路の抵抗のバラツ
キが大きいとき、モータ電流の測定精度への影響が大き
くなるが、本発明では、差動アンプ１０ａ，１０ｂによ
って増幅された信号をスイッチ回路５，６で切り替え出
力するので、スイッチ回路の抵抗のバラツキによる影響
を小さくすることができ、モータ電流の測定精度を向上
させることができる。
リング装置では、実際のモータＭ内のモータ電流値が向
きも含めて検出されることになり、スイッチ回路５，６
の出力電圧をそのまま、モータ電流のフィードバック制
御に使用することができる。また、モータ電流検出用抵
抗Ｒs の両端電圧の信号は、一般的に小さく設定するの
で、第１発明の構成では、スイッチ回路の抵抗のバラツ
キが大きいとき、モータ電流の測定精度への影響が大き
くなるが、本発明では、差動アンプ１０ａ，１０ｂによ
って増幅された信号をスイッチ回路５，６で切り替え出
力するので、スイッチ回路の抵抗のバラツキによる影響
を小さくすることができ、モータ電流の測定精度を向上
させることができる。
【００４２】図６は、本発明の第３，４発明に係る電動
パワーステアリング装置の１実施例の概略構成を示した
ブロック図である。第２発明に係る電動パワーステアリ
ング装置においては、相補のＰＷＭ波信号ＰＷＭcw，Ｐ
ＷＭccw により直接、スイッチ回路５，６を切り替えて
いるのに対して、この電動パワーステアリング装置で
は、遅延回路２９が、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwを受けて、
前縁に遅延を与えたＰＷＭ波信号ＰＷＭcw及びその相補
信号により、スイッチ回路５ａ及びスイッチ回路６ａを
切り替えている。
パワーステアリング装置の１実施例の概略構成を示した
ブロック図である。第２発明に係る電動パワーステアリ
ング装置においては、相補のＰＷＭ波信号ＰＷＭcw，Ｐ
ＷＭccw により直接、スイッチ回路５，６を切り替えて
いるのに対して、この電動パワーステアリング装置で
は、遅延回路２９が、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwを受けて、
前縁に遅延を与えたＰＷＭ波信号ＰＷＭcw及びその相補
信号により、スイッチ回路５ａ及びスイッチ回路６ａを
切り替えている。
【００４３】遅延回路２９の遅延は、トランジスタＴ1
，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 のスイッチング遅れ及び差動アン
プ１０ａ，１０ｂの応答遅れの和と同等以上に定められ
る。また、保持回路８は、ローパスフィルタ７のコンデ
ンサＣに代えて、より大きな容量を有するコンデンサＣ
3 を接続し、遅延回路２９の遅延時間の間、スイッチ回
路５ａ，６ａの出力を保持する。その他の構成は、第２
発明に係る電動パワーステアリング装置と同様なので、
説明を省略する。
，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 のスイッチング遅れ及び差動アン
プ１０ａ，１０ｂの応答遅れの和と同等以上に定められ
る。また、保持回路８は、ローパスフィルタ７のコンデ
ンサＣに代えて、より大きな容量を有するコンデンサＣ
3 を接続し、遅延回路２９の遅延時間の間、スイッチ回
路５ａ，６ａの出力を保持する。その他の構成は、第２
発明に係る電動パワーステアリング装置と同様なので、
説明を省略する。
【００４４】このような構成の電動パワーステアリング
装置の動作を以下に説明する。例えば、図７（ａ）に示
すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比がＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw のデューティ比より大きい場合、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwがオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が
オフのときは、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオン、トラン
ジスタＴ1 ，Ｔ4 がオフになるが、スイッチング遅れが
あるので、モータＭに印加される電圧の立ち上がりは、
図７（ｂ）に示すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwの変化
より遅れる。これにより、モータ電流の変化も、同様に
遅れて、実線（図６）のように流れ始める。
装置の動作を以下に説明する。例えば、図７（ａ）に示
すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比がＰＷ
Ｍ波信号ＰＷＭccw のデューティ比より大きい場合、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwがオン、ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw が
オフのときは、トランジスタＴ2 ，Ｔ3 がオン、トラン
ジスタＴ1 ，Ｔ4 がオフになるが、スイッチング遅れが
あるので、モータＭに印加される電圧の立ち上がりは、
図７（ｂ）に示すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwの変化
より遅れる。これにより、モータ電流の変化も、同様に
遅れて、実線（図６）のように流れ始める。
【００４５】このとき、差動アンプ１０ａの出力電圧
は、応答遅れにより、図７（ｄ）に示すように、立ち上
がりに応答時間を要して正電圧になる。差動アンプ１０
ｂの出力電圧は、差動アンプ１０ａの出力電圧が反転し
たものである。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられ
ている遅延回路２９は、図７（ｇ）に示すように、スイ
ッチ回路５ａ（正転側）へは前縁に遅延が与えられたＰ
ＷＭ波信号ＰＷＭcw（オン）を、スイッチ回路６ａ（反
転側）へはＰＷＭ波信号ＰＷＭcwの相補信号（オフ；ス
イッチ回路５ａ，６ａは低電圧信号でオンになるので、
実際には遅延回路２９内で反転させる。）をそれぞれ出
力する。その結果、スイッチ回路５ａ，６ａ（同期回
路）は、図７（ｇ）に示すように、遅延の間は、何れか
らも出力せず、図７（ｅ）に示すように、保持回路８が
その直前の出力を保持出力した（この状態をＨとする）
後、スイッチ回路５ａ（正転側）から正電圧を出力す
る。
は、応答遅れにより、図７（ｄ）に示すように、立ち上
がりに応答時間を要して正電圧になる。差動アンプ１０
ｂの出力電圧は、差動アンプ１０ａの出力電圧が反転し
たものである。また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられ
ている遅延回路２９は、図７（ｇ）に示すように、スイ
ッチ回路５ａ（正転側）へは前縁に遅延が与えられたＰ
ＷＭ波信号ＰＷＭcw（オン）を、スイッチ回路６ａ（反
転側）へはＰＷＭ波信号ＰＷＭcwの相補信号（オフ；ス
イッチ回路５ａ，６ａは低電圧信号でオンになるので、
実際には遅延回路２９内で反転させる。）をそれぞれ出
力する。その結果、スイッチ回路５ａ，６ａ（同期回
路）は、図７（ｇ）に示すように、遅延の間は、何れか
らも出力せず、図７（ｅ）に示すように、保持回路８が
その直前の出力を保持出力した（この状態をＨとする）
後、スイッチ回路５ａ（正転側）から正電圧を出力す
る。
【００４６】次いで、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオフ、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンになるとき、トランジスタ
Ｔ2 ，Ｔ3 がオフ、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオンにな
るが、スイッチング遅れがあるので、モータＭに印加さ
れる電圧の立ち下がりは、図７（ｂ）に示すように、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwの変化より遅れる。このとき、モー
タＭのインダクタンスに起因して、モータＭ内でモータ
電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧が発生す
る。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢になり、モー
タ電流は、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて破線（図
６）のように流れる。このとき、差動アンプ１０ａの出
力電圧は、図７（ｄ）に示すように、負電圧になる。差
動アンプ１０ｂの出力電圧は、差動アンプ１０ａの出力
電圧が反転したものである。
ＷＭ波信号ＰＷＭccw がオンになるとき、トランジスタ
Ｔ2 ，Ｔ3 がオフ、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 がオンにな
るが、スイッチング遅れがあるので、モータＭに印加さ
れる電圧の立ち下がりは、図７（ｂ）に示すように、Ｐ
ＷＭ波信号ＰＷＭcwの変化より遅れる。このとき、モー
タＭのインダクタンスに起因して、モータＭ内でモータ
電流の急激な変化を阻止する方向に誘導電圧が発生す
る。この誘導電圧は電源Ｐの電圧より優勢になり、モー
タ電流は、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて破線（図
６）のように流れる。このとき、差動アンプ１０ａの出
力電圧は、図７（ｄ）に示すように、負電圧になる。差
動アンプ１０ｂの出力電圧は、差動アンプ１０ａの出力
電圧が反転したものである。
【００４７】また、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが与えられて
いる遅延回路２９は、図７（ｇ）に示すように、スイッ
チ回路５ａ（正転側）へはＰＷＭ波信号ＰＷＭcw（オ
フ）を、スイッチ回路６ａ（反転側）へは前縁に遅延が
与えられた、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwの相補信号（オン）
をそれぞれ出力する。その結果、スイッチ回路５ａ，６
ａ（同期回路）は、図７（ｇ）に示すように、遅延の間
（ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwの相補信号が立ち上がる迄）
は、何れからも出力せず、図７（ｅ）に示すように、保
持回路８がその直前の出力を保持出力した（Ｈ）後、ス
イッチ回路６ａ（反転側）から正電圧を出力する。
いる遅延回路２９は、図７（ｇ）に示すように、スイッ
チ回路５ａ（正転側）へはＰＷＭ波信号ＰＷＭcw（オ
フ）を、スイッチ回路６ａ（反転側）へは前縁に遅延が
与えられた、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwの相補信号（オン）
をそれぞれ出力する。その結果、スイッチ回路５ａ，６
ａ（同期回路）は、図７（ｇ）に示すように、遅延の間
（ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwの相補信号が立ち上がる迄）
は、何れからも出力せず、図７（ｅ）に示すように、保
持回路８がその直前の出力を保持出力した（Ｈ）後、ス
イッチ回路６ａ（反転側）から正電圧を出力する。
【００４８】このときのモータ電流は、モータＭ内で
は、図７（ｃ）に示すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが
オンのときと同方向（図６において右から左）に流れる
が、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて流れるので、モー
タ電流検出用抵抗Ｒs では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオ
ンのときとは逆方向（図６において下から上）に流れ
る。しかし、このとき、スイッチ回路５ａがオフに、ス
イッチ回路６ａがオンになって、スイッチ回路５ａ，６
ａの出力電圧は、差動アンプ１０ａの出力電圧から差動
アンプ１０ｂの出力電圧へ切り替わっているので、スイ
ッチ回路５ａ，６ａの出力電圧は、ＰＷＭ波信号の１周
期内では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンのときと同符号
の正電圧に保たれる。
は、図７（ｃ）に示すように、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが
オンのときと同方向（図６において右から左）に流れる
が、トランジスタＴ1 ，Ｔ4 を通じて流れるので、モー
タ電流検出用抵抗Ｒs では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオ
ンのときとは逆方向（図６において下から上）に流れ
る。しかし、このとき、スイッチ回路５ａがオフに、ス
イッチ回路６ａがオンになって、スイッチ回路５ａ，６
ａの出力電圧は、差動アンプ１０ａの出力電圧から差動
アンプ１０ｂの出力電圧へ切り替わっているので、スイ
ッチ回路５ａ，６ａの出力電圧は、ＰＷＭ波信号の１周
期内では、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオンのときと同符号
の正電圧に保たれる。
【００４９】ＰＷＭ波信号ＰＷＭccw のデューティ比が
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比より大きい場合
は、上述の場合とはモータ電流の向きが逆になるが、上
述の場合と同様に考えて、スイッチ回路５ａ，６ａの出
力電圧は、ＰＷＭ波信号の１周期内では、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw がオンのときと同符号の負電圧に保たれる。
従って、第３，４発明に係る電動パワーステアリング装
置では、実際のモータＭ内のモータ電流値が向きも含め
て検出されることになり、スイッチ回路５ａ，６ａの出
力電圧をそのまま、モータ電流のフィードバック制御に
使用することができる。
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwのデューティ比より大きい場合
は、上述の場合とはモータ電流の向きが逆になるが、上
述の場合と同様に考えて、スイッチ回路５ａ，６ａの出
力電圧は、ＰＷＭ波信号の１周期内では、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭccw がオンのときと同符号の負電圧に保たれる。
従って、第３，４発明に係る電動パワーステアリング装
置では、実際のモータＭ内のモータ電流値が向きも含め
て検出されることになり、スイッチ回路５ａ，６ａの出
力電圧をそのまま、モータ電流のフィードバック制御に
使用することができる。
【００５０】また、遅延回路２９が、ＰＷＭ波信号ＰＷ
Ｍcw及びその相補信号の前縁を遅延させ、スイッチ回路
５ａ，６ａは、遅延回路２９の出力信号に同期して切り
替わり、保持回路８は、遅延回路２９の遅延時間の間、
その直前のスイッチ回路５ａ，６ａの出力を保持出力す
る。そのため、トランジスタＴ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4の
スイッチング遅れ及び増幅回路１０ａ，１０ｂの応答遅
れに起因する検出誤差を低減できると共に、ＰＷＭ波信
号ＰＷＭcw及びその相補信号の前縁の遅延により生じ
る、スイッチ回路出力の空白期間（何れの接点もオフの
期間）をその直前の出力値で埋め合わせでき、モータ電
流検出回路の検出誤差を低減できる。
Ｍcw及びその相補信号の前縁を遅延させ、スイッチ回路
５ａ，６ａは、遅延回路２９の出力信号に同期して切り
替わり、保持回路８は、遅延回路２９の遅延時間の間、
その直前のスイッチ回路５ａ，６ａの出力を保持出力す
る。そのため、トランジスタＴ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4の
スイッチング遅れ及び増幅回路１０ａ，１０ｂの応答遅
れに起因する検出誤差を低減できると共に、ＰＷＭ波信
号ＰＷＭcw及びその相補信号の前縁の遅延により生じ
る、スイッチ回路出力の空白期間（何れの接点もオフの
期間）をその直前の出力値で埋め合わせでき、モータ電
流検出回路の検出誤差を低減できる。
【００５１】図８は、第３，４発明に係る電動パワース
テアリング装置の具体的な構成例を示した回路図である
（図６に示したＰＷＭ波発生回路１１及び差動アンプ１
２は省略）。モータ駆動回路１３は、ブリッジ接続され
た電界効果トランジスタＴ1 〜Ｔ4の、電界効果トラン
ジスタＴ1 ，Ｔ3 の接続点と電界効果トランジスタＴ2
，Ｔ4 の接続点とを橋絡するようにモータＭが接続さ
れ、モータＭを介して直列接続された１対の電界効果ト
ランジスタＴ1 ：Ｔ4 ，Ｔ2 ：Ｔ3 は、ＰＷＭ波発生回
路からのＰＷＭ波信号ＰＷＭccw ，ＰＷＭcwを、各々の
ゲートに与えられ駆動されるようになっている。
テアリング装置の具体的な構成例を示した回路図である
（図６に示したＰＷＭ波発生回路１１及び差動アンプ１
２は省略）。モータ駆動回路１３は、ブリッジ接続され
た電界効果トランジスタＴ1 〜Ｔ4の、電界効果トラン
ジスタＴ1 ，Ｔ3 の接続点と電界効果トランジスタＴ2
，Ｔ4 の接続点とを橋絡するようにモータＭが接続さ
れ、モータＭを介して直列接続された１対の電界効果ト
ランジスタＴ1 ：Ｔ4 ，Ｔ2 ：Ｔ3 は、ＰＷＭ波発生回
路からのＰＷＭ波信号ＰＷＭccw ，ＰＷＭcwを、各々の
ゲートに与えられ駆動されるようになっている。
【００５２】モータ駆動回路１３の電源Ｐ側の電界効果
トランジスタＴ1 ，Ｔ2 の各ソースは電源Ｐに接続さ
れ、接地側の電界効果トランジスタＴ3 ，Ｔ4 の各ドレ
インは、他方が接地されたモータ電流検出用抵抗Ｒs に
接続されている。電流検出用抵抗Ｒs の電源電圧側端子
は、差動アンプ１０ａの非反転入力端子と差動アンプ１
０ｂの反転入力端子とにそれぞれ接続されている。ま
た、電流検出用抵抗Ｒs の接地側端子は、差動アンプ１
０ａの反転入力端子と差動アンプ１０ｂの非反転入力端
子にそれぞれ接続されている。
トランジスタＴ1 ，Ｔ2 の各ソースは電源Ｐに接続さ
れ、接地側の電界効果トランジスタＴ3 ，Ｔ4 の各ドレ
インは、他方が接地されたモータ電流検出用抵抗Ｒs に
接続されている。電流検出用抵抗Ｒs の電源電圧側端子
は、差動アンプ１０ａの非反転入力端子と差動アンプ１
０ｂの反転入力端子とにそれぞれ接続されている。ま
た、電流検出用抵抗Ｒs の接地側端子は、差動アンプ１
０ａの反転入力端子と差動アンプ１０ｂの非反転入力端
子にそれぞれ接続されている。
【００５３】差動アンプ１０ａ，１０ｂの非反転入力端
子は、それぞれ抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を介して２．５Ｖの定電
圧が与えられている。差動アンプ１０ａ，１０ｂの各出
力端子はスイッチ回路５ａ，６ａの各入力端子にそれぞ
れ接続され、スイッチ回路５ａ，６ａの出力端子には抵
抗Ｒが接続されている。抵抗Ｒの出力側と接地間にはコ
ンデンサＣ3 が接続されて、保持回路８を構成してい
る。
子は、それぞれ抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 を介して２．５Ｖの定電
圧が与えられている。差動アンプ１０ａ，１０ｂの各出
力端子はスイッチ回路５ａ，６ａの各入力端子にそれぞ
れ接続され、スイッチ回路５ａ，６ａの出力端子には抵
抗Ｒが接続されている。抵抗Ｒの出力側と接地間にはコ
ンデンサＣ3 が接続されて、保持回路８を構成してい
る。
【００５４】遅延回路２９は、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwが
抵抗Ｒ12を介してＮＰＮトランジスタ３０のベースへ与
えられ、ＮＰＮトランジスタ３０のエミッタは接地さ
れ、コレクタはコンパレータ３２の反転入力端子に接続
されている。ＮＰＮトランジスタ３０のコレクタは、ま
た、ＰＮＰトランジスタ３１のコレクタに接続され、Ｐ
ＮＰトランジスタ３1 のエミッタは、抵抗Ｒ11を通じて
６Ｖ電源に接続されている。コンパレータ３２の反転入
力端子には、他方が接地されたコンデンサＣ1 と、コレ
クタが接地されベースに２．５Ｖの定電圧が印加された
ＰＮＰトランジスタ３３のエミッタとが接続されてい
る。コンパレータ３２の非反転入力端子には、２．５Ｖ
の基準電圧が印加され、出力端子は、抵抗Ｒ10を通じて
６Ｖ電源に接続されている。コンパレータ３２の出力端
子は、また、スイッチ回路６ａの制御端子に接続されて
いる。
抵抗Ｒ12を介してＮＰＮトランジスタ３０のベースへ与
えられ、ＮＰＮトランジスタ３０のエミッタは接地さ
れ、コレクタはコンパレータ３２の反転入力端子に接続
されている。ＮＰＮトランジスタ３０のコレクタは、ま
た、ＰＮＰトランジスタ３１のコレクタに接続され、Ｐ
ＮＰトランジスタ３1 のエミッタは、抵抗Ｒ11を通じて
６Ｖ電源に接続されている。コンパレータ３２の反転入
力端子には、他方が接地されたコンデンサＣ1 と、コレ
クタが接地されベースに２．５Ｖの定電圧が印加された
ＰＮＰトランジスタ３３のエミッタとが接続されてい
る。コンパレータ３２の非反転入力端子には、２．５Ｖ
の基準電圧が印加され、出力端子は、抵抗Ｒ10を通じて
６Ｖ電源に接続されている。コンパレータ３２の出力端
子は、また、スイッチ回路６ａの制御端子に接続されて
いる。
【００５５】一方、ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwは抵抗Ｒ13を
介してＮＰＮトランジスタ３４のベースへも与えられ、
ＮＰＮトランジスタ３４のエミッタは接地され、コレク
タはＰＮＰトランジスタ３５のコレクタに接続され、Ｐ
ＮＰトランジスタ３５のエミッタは、抵抗Ｒ9 を通じて
６Ｖ電源に接続されている。ＮＰＮトランジスタ３４の
コレクタは、また、ＮＰＮトランジスタ３６のベースに
接続され、ＮＰＮトランジスタ３６のエミッタは接地さ
れ、コレクタはコンパレータ３９の反転入力端子に接続
されている。ＮＰＮトランジスタ３６のコレクタは、ま
た、ＰＮＰトランジスタ３７のコレクタに接続され、Ｐ
ＮＰトランジスタ３７のエミッタは、抵抗Ｒ8 を通じて
６Ｖ電源に接続されている。
介してＮＰＮトランジスタ３４のベースへも与えられ、
ＮＰＮトランジスタ３４のエミッタは接地され、コレク
タはＰＮＰトランジスタ３５のコレクタに接続され、Ｐ
ＮＰトランジスタ３５のエミッタは、抵抗Ｒ9 を通じて
６Ｖ電源に接続されている。ＮＰＮトランジスタ３４の
コレクタは、また、ＮＰＮトランジスタ３６のベースに
接続され、ＮＰＮトランジスタ３６のエミッタは接地さ
れ、コレクタはコンパレータ３９の反転入力端子に接続
されている。ＮＰＮトランジスタ３６のコレクタは、ま
た、ＰＮＰトランジスタ３７のコレクタに接続され、Ｐ
ＮＰトランジスタ３７のエミッタは、抵抗Ｒ8 を通じて
６Ｖ電源に接続されている。
【００５６】コンパレータ３９の反転入力端子には、他
方が接地されたコンデンサＣ2 と、コレクタが接地され
ベースに２．５Ｖの定電圧が印加されたＰＮＰトランジ
スタ３８のエミッタとが接続されている。コンパレータ
３９の非反転入力端子には、２．５Ｖの基準電圧が印加
され、出力端子は、抵抗Ｒ7 を通じて６Ｖ電源に接続さ
れている。コンパレータ３９の出力端子は、また、スイ
ッチ回路５ａの制御端子に接続されている。
方が接地されたコンデンサＣ2 と、コレクタが接地され
ベースに２．５Ｖの定電圧が印加されたＰＮＰトランジ
スタ３８のエミッタとが接続されている。コンパレータ
３９の非反転入力端子には、２．５Ｖの基準電圧が印加
され、出力端子は、抵抗Ｒ7 を通じて６Ｖ電源に接続さ
れている。コンパレータ３９の出力端子は、また、スイ
ッチ回路５ａの制御端子に接続されている。
【００５７】ＰＮＰトランジスタ３１，３５，３７の各
ベースは、ＰＮＰトランジスタ４０のベース及びコレク
タと接続され、ＰＮＰトランジスタ４０のエミッタは、
抵抗Ｒ5 を通じて６Ｖ電源に接続されている。ＰＮＰト
ランジスタ４０のコレクタは、また、ＮＰＮトランジス
タ４１のコレクタに接続され、ＮＰＮトランジスタ４１
のエミッタは、他方が接地された抵抗Ｒ6 に接続されて
いる。ＮＰＮトランジスタ４１のベースは、ＮＰＮトラ
ンジスタ４３のエミッタと、エミッタが接地されたＮＰ
Ｎトランジスタ４４のコレクタとに接続されている。
ベースは、ＰＮＰトランジスタ４０のベース及びコレク
タと接続され、ＰＮＰトランジスタ４０のエミッタは、
抵抗Ｒ5 を通じて６Ｖ電源に接続されている。ＰＮＰト
ランジスタ４０のコレクタは、また、ＮＰＮトランジス
タ４１のコレクタに接続され、ＮＰＮトランジスタ４１
のエミッタは、他方が接地された抵抗Ｒ6 に接続されて
いる。ＮＰＮトランジスタ４１のベースは、ＮＰＮトラ
ンジスタ４３のエミッタと、エミッタが接地されたＮＰ
Ｎトランジスタ４４のコレクタとに接続されている。
【００５８】ＮＰＮトランジスタ４３のコレクタ及びベ
ースは、ＮＰＮトランジスタ４２のエミッタに接続さ
れ、ＮＰＮトランジスタ４２のコレクタ及びベースは、
抵抗Ｒ4 を通じて６Ｖ電源に接続されている。ＮＰＮト
ランジスタ４３のベースは、また、ＮＰＮトランジスタ
４５のベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタ４
５のコレクタは６Ｖ電源に接続され、エミッタは、他方
が接地された抵抗Ｒ3 に接続されている。ＮＰＮトラン
ジスタ４５のエミッタは、また、ＮＰＮトランジスタ４
４のベースに接続されている。ＰＮＰトランジスタ４０
は、ＰＮＰトランジスタ３１，３５，３７の各ベースに
定電圧を与えて、ＰＮＰトランジスタ３１，３５，３７
を定電流源としており、ＮＰＮトランジスタ４１，４
２，４３，４４，４５は、ＰＮＰトランジスタ４０のコ
レクタを定電圧にするための定電圧回路を構成してい
る。
ースは、ＮＰＮトランジスタ４２のエミッタに接続さ
れ、ＮＰＮトランジスタ４２のコレクタ及びベースは、
抵抗Ｒ4 を通じて６Ｖ電源に接続されている。ＮＰＮト
ランジスタ４３のベースは、また、ＮＰＮトランジスタ
４５のベースに接続されている。ＮＰＮトランジスタ４
５のコレクタは６Ｖ電源に接続され、エミッタは、他方
が接地された抵抗Ｒ3 に接続されている。ＮＰＮトラン
ジスタ４５のエミッタは、また、ＮＰＮトランジスタ４
４のベースに接続されている。ＰＮＰトランジスタ４０
は、ＰＮＰトランジスタ３１，３５，３７の各ベースに
定電圧を与えて、ＰＮＰトランジスタ３１，３５，３７
を定電流源としており、ＮＰＮトランジスタ４１，４
２，４３，４４，４５は、ＰＮＰトランジスタ４０のコ
レクタを定電圧にするための定電圧回路を構成してい
る。
【００５９】このような遅延回路２９は、ＰＷＭ波信号
ＰＷＭcwがオンになるとき、ＮＰＮトランジスタ３０は
オンになり、コンパレータ３２の反転入力端子は、ＮＰ
Ｎトランジスタ３０を通じて、略接地電圧になるので、
コンパレータ３２は正電圧を出力して、スイッチ回路６
ａはオフになる（スイッチ回路５ａ，６ａは低電圧でオ
ンになる）。一方、ＮＰＮトランジスタ３４もオンにな
り、ＮＰＮトランジスタ３６のベース電圧が略接地電圧
になるので、ＮＰＮトランジスタ３６はオフになり、コ
ンデンサＣ2 が、定電流源であるＰＮＰトランジスタ３
７により、充電され始め、コンパレータ３９の反転入力
端子は徐々に昇圧される。このとき、コンデンサＣ2の
充電速度は、定電流源であるＰＮＰトランジスタ３７に
流れる電流の大きさにより決まる。
ＰＷＭcwがオンになるとき、ＮＰＮトランジスタ３０は
オンになり、コンパレータ３２の反転入力端子は、ＮＰ
Ｎトランジスタ３０を通じて、略接地電圧になるので、
コンパレータ３２は正電圧を出力して、スイッチ回路６
ａはオフになる（スイッチ回路５ａ，６ａは低電圧でオ
ンになる）。一方、ＮＰＮトランジスタ３４もオンにな
り、ＮＰＮトランジスタ３６のベース電圧が略接地電圧
になるので、ＮＰＮトランジスタ３６はオフになり、コ
ンデンサＣ2 が、定電流源であるＰＮＰトランジスタ３
７により、充電され始め、コンパレータ３９の反転入力
端子は徐々に昇圧される。このとき、コンデンサＣ2の
充電速度は、定電流源であるＰＮＰトランジスタ３７に
流れる電流の大きさにより決まる。
【００６０】コンデンサＣ2 の充電が進み、コンパレー
タ３９の反転入力端子の電圧が２．５Ｖを超えると、コ
ンパレータ３９は負電圧を出力し、スイッチ回路５ａを
オンにする。コンデンサＣ2 の充電が更に進み、コンパ
レータ３９の反転入力端子の電圧が（２．５Ｖ＋ＰＮＰ
トランジスタ３８のエミッタ−ベース間電圧）を超える
と、ＰＮＰトランジスタ３８がオンになって、コンデン
サＣ2 は放電するので、コンパレータ３９の反転入力端
子の電圧はこれ以上は昇圧されない。
タ３９の反転入力端子の電圧が２．５Ｖを超えると、コ
ンパレータ３９は負電圧を出力し、スイッチ回路５ａを
オンにする。コンデンサＣ2 の充電が更に進み、コンパ
レータ３９の反転入力端子の電圧が（２．５Ｖ＋ＰＮＰ
トランジスタ３８のエミッタ−ベース間電圧）を超える
と、ＰＮＰトランジスタ３８がオンになって、コンデン
サＣ2 は放電するので、コンパレータ３９の反転入力端
子の電圧はこれ以上は昇圧されない。
【００６１】ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオフになるとき、
ＮＰＮトランジスタ３４はオフになり、ＮＰＮトランジ
スタ３６はオンになって、コンデンサＣ2 は、ＮＰＮト
ランジスタ３６を通じて瞬時に放電する。そのため、コ
ンパレータ３９の反転入力端子は、ＮＰＮトランジスタ
３６を通じて、略接地電圧になるので、コンパレータ３
９は正電圧を出力する。従って、スイッチ回路５ａは、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオフになると即時にオフにな
る。一方、ＮＰＮトランジスタ３０もオフになり、コン
デンサＣ1 が、定電流源であるＰＮＰトランジスタ３１
により、充電され始め、コンパレータ３２の反転入力端
子は徐々に昇圧される。このとき、コンデンサＣ1 の充
電速度は、定電流源であるＰＮＰトランジスタ３１に流
れる電流の大きさにより決まる。
ＮＰＮトランジスタ３４はオフになり、ＮＰＮトランジ
スタ３６はオンになって、コンデンサＣ2 は、ＮＰＮト
ランジスタ３６を通じて瞬時に放電する。そのため、コ
ンパレータ３９の反転入力端子は、ＮＰＮトランジスタ
３６を通じて、略接地電圧になるので、コンパレータ３
９は正電圧を出力する。従って、スイッチ回路５ａは、
ＰＷＭ波信号ＰＷＭcwがオフになると即時にオフにな
る。一方、ＮＰＮトランジスタ３０もオフになり、コン
デンサＣ1 が、定電流源であるＰＮＰトランジスタ３１
により、充電され始め、コンパレータ３２の反転入力端
子は徐々に昇圧される。このとき、コンデンサＣ1 の充
電速度は、定電流源であるＰＮＰトランジスタ３１に流
れる電流の大きさにより決まる。
【００６２】コンデンサＣ1 の充電が進み、コンパレー
タ３２の反転入力端子の電圧が２．５Ｖを超えると、コ
ンパレータ３２は負電圧を出力し、スイッチ回路６ａを
オンにする。コンデンサＣ1 の充電が更に進み、コンパ
レータ３２の反転入力端子の電圧が（２．５Ｖ＋ＰＮＰ
トランジスタ３３のエミッタ−ベース間電圧）を超える
と、ＰＮＰトランジスタ３３がオンになって、コンデン
サＣ1 は放電するので、コンパレータ３２の反転入力端
子の電圧はこれ以上は昇圧されない。
タ３２の反転入力端子の電圧が２．５Ｖを超えると、コ
ンパレータ３２は負電圧を出力し、スイッチ回路６ａを
オンにする。コンデンサＣ1 の充電が更に進み、コンパ
レータ３２の反転入力端子の電圧が（２．５Ｖ＋ＰＮＰ
トランジスタ３３のエミッタ−ベース間電圧）を超える
と、ＰＮＰトランジスタ３３がオンになって、コンデン
サＣ1 は放電するので、コンパレータ３２の反転入力端
子の電圧はこれ以上は昇圧されない。
【００６３】尚、以上の実施例においては、モータ電流
検出用抵抗Ｒs をモータ駆動回路１３と接地との間に挿
入した場合を説明したが、本発明は、モータ電流検出用
抵抗Ｒs をモータ駆動回路１３と電源Ｐの正極との間に
挿入してもよい。
検出用抵抗Ｒs をモータ駆動回路１３と接地との間に挿
入した場合を説明したが、本発明は、モータ電流検出用
抵抗Ｒs をモータ駆動回路１３と電源Ｐの正極との間に
挿入してもよい。
【００６４】
【発明の効果】第１発明に係る電動パワーステアリング
装置によれば、モータ電流の向きを判断する為の回路を
必要とせずに、モータ電流の正確なフィードバック制御
が可能になり、滑らかな操舵感覚の電動パワーステアリ
ング装置を実現することができる。
装置によれば、モータ電流の向きを判断する為の回路を
必要とせずに、モータ電流の正確なフィードバック制御
が可能になり、滑らかな操舵感覚の電動パワーステアリ
ング装置を実現することができる。
【００６５】第２発明に係る電動パワーステアリング装
置によれば、モータ電流の向きを判断する為の回路を必
要とせずに、モータ電流の正確なフィードバック制御が
可能になり、滑らかな操舵感覚の電動パワーステアリン
グ装置を実現することができる。また、使用するスイッ
チ回路の抵抗のバラツキによる影響を小さくすることが
できる。
置によれば、モータ電流の向きを判断する為の回路を必
要とせずに、モータ電流の正確なフィードバック制御が
可能になり、滑らかな操舵感覚の電動パワーステアリン
グ装置を実現することができる。また、使用するスイッ
チ回路の抵抗のバラツキによる影響を小さくすることが
できる。
【００６６】第３発明に係る電動パワーステアリング装
置によれば、スイッチング素子のスイッチング遅れ及び
増幅回路の応答遅れに起因する検出誤差を低減できる。
置によれば、スイッチング素子のスイッチング遅れ及び
増幅回路の応答遅れに起因する検出誤差を低減できる。
【００６７】第４発明に係る電動パワーステアリング装
置によれば、ＰＷＭ波の前縁の遅延により生じる、スイ
ッチ回路出力の空白期間をその直前の出力値で埋め合わ
せでき、モータ電流検出回路の検出誤差を低減できる。
置によれば、ＰＷＭ波の前縁の遅延により生じる、スイ
ッチ回路出力の空白期間をその直前の出力値で埋め合わ
せでき、モータ電流検出回路の検出誤差を低減できる。
【図１】第１発明に係る電動パワーステアリング装置の
１実施例の概略構成を示したブロック図である。
１実施例の概略構成を示したブロック図である。
【図２】第１発明に係る電動パワーステアリング装置の
各部における信号波形を示した波形図である。
各部における信号波形を示した波形図である。
【図３】第１発明に係る電動パワーステアリング装置の
具体的な構成を示した回路図である。
具体的な構成を示した回路図である。
【図４】第２発明に係る電動パワーステアリング装置の
１実施例の概略構成を示したブロック図である。
１実施例の概略構成を示したブロック図である。
【図５】第２発明に係る電動パワーステアリング装置の
各部における信号波形を示した波形図である。
各部における信号波形を示した波形図である。
【図６】第３，４発明に係る電動パワーステアリング装
置の１実施例の概略構成を示したブロック図である。
置の１実施例の概略構成を示したブロック図である。
【図７】第３，４発明に係る電動パワーステアリング装
置の各部における信号波形を示した波形図である。
置の各部における信号波形を示した波形図である。
【図８】第３，４発明に係る電動パワーステアリング装
置の具体的な構成を示した回路図である。
置の具体的な構成を示した回路図である。
【図９】従来の電動パワーステアリング装置の１例のモ
ータ駆動回路及びモータ電流検出回路の概略構成を示し
たブロック図である。
ータ駆動回路及びモータ電流検出回路の概略構成を示し
たブロック図である。
【図１０】２種類のＰＷＭ波信号の相補関係を示した波
形図である。
形図である。
【図１１】従来の電動パワーステアリング装置の各部に
おける信号波形を示した波形図である。
おける信号波形を示した波形図である。
【図１２】電動パワーステアリング装置の各部における
信号波形を示した波形図である。
信号波形を示した波形図である。
１，２，３，４，５，５ａ，６，６ａ スイッチ回路 ７ ローパスフィルタ ８ 保持回路 １０，１０ａ，１０ｂ 差動アンプ（増幅回路） １２ 差動アンプ １１ ＰＷＭ波発生回路 １３ モータ駆動回路 ２９ 遅延回路 Ｃ3 コンデンサ Ｍ モータ Ｐ 電源 Ｒs モータ電流検出用抵抗 ＰＷＭccw ，ＰＷＭcw ＰＷＭ波信号 Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 トランジスタ（スイッチング
素子）
素子）
Claims (4)
- 【請求項１】 ブリッジ接続されたスイッチング素子を
橋絡するようにモータを接続してあるモータ駆動回路
と、モータを介して直列接続された１対のスイッチング
素子を選択駆動するＰＷＭ波を発生させるＰＷＭ波発生
回路と、前記モータ駆動回路の電源側に挿入されたモー
タ電流検出用抵抗と、該モータ電流検出用抵抗の両端電
圧によりモータ電流を検出するモータ電流検出回路とを
備えて、該モータ電流検出回路が検出したモータ電流を
フィードバックすることにより、前記ＰＷＭ波発生回路
を駆動制御して、モータを駆動させ操舵補助力を得る電
動パワーステアリング装置において、 前記モータ電流検出回路は、前記ＰＷＭ波に同期して前
記モータ電流検出用抵抗の両端電圧の極性を切り替える
スイッチ回路を備え、該スイッチ回路の出力に基づいて
モータ電流を検出すべくなしてあることを特徴とする電
動パワーステアリング装置。 - 【請求項２】 前記スイッチ回路は、前記モータ電流検
出用抵抗に接続された増幅回路の出力端子に接続されて
いる請求項１記載の電動パワーステアリング装置。 - 【請求項３】 前記ＰＷＭ波の前縁を遅延させる遅延回
路を備え、前記スイッチ回路は、前記遅延回路の出力信
号に同期して前記モータ電流検出用抵抗の両端電圧の極
性を切り替えるべくなしてある請求項１又は２記載の電
動パワーステアリング装置。 - 【請求項４】 前記遅延回路の遅延時間の間、前記スイ
ッチ回路の出力を保持する保持回路を備える請求項３記
載の電動パワーステアリング装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12676995A JP3525195B2 (ja) | 1994-08-02 | 1995-05-25 | 電動パワーステアリング装置 |
| US08/502,759 US5574344A (en) | 1994-08-02 | 1995-07-14 | Power steering apparatus for performing feedback control of motor-driving current |
| DE69500876T DE69500876T2 (de) | 1994-08-02 | 1995-07-28 | Servolenkung mit einer Rückkopplungsregelung des Motorstroms |
| EP95111828A EP0695679B1 (en) | 1994-08-02 | 1995-07-28 | Power steering apparatus for performing feedback control of motor-driving current |
| KR1019950023900A KR0155430B1 (ko) | 1994-08-02 | 1995-08-02 | 전동파워스티어링장치 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6-181392 | 1994-08-02 | ||
| JP18139294 | 1994-08-02 | ||
| JP12676995A JP3525195B2 (ja) | 1994-08-02 | 1995-05-25 | 電動パワーステアリング装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0899645A true JPH0899645A (ja) | 1996-04-16 |
| JP3525195B2 JP3525195B2 (ja) | 2004-05-10 |
Family
ID=26462896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12676995A Expired - Fee Related JP3525195B2 (ja) | 1994-08-02 | 1995-05-25 | 電動パワーステアリング装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5574344A (ja) |
| EP (1) | EP0695679B1 (ja) |
| JP (1) | JP3525195B2 (ja) |
| KR (1) | KR0155430B1 (ja) |
| DE (1) | DE69500876T2 (ja) |
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| CN106571752A (zh) * | 2015-10-09 | 2017-04-19 | 德昌电机(深圳)有限公司 | 电子装置及电路 |
| CN107600837B (zh) * | 2017-09-04 | 2020-05-08 | 福建纳仕达电子股份有限公司 | 一种电子垃圾桶动作省电控制装置 |
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1995
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