JPS6110333A - 複数のキヤリア信号をサンプリングする方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、一般的にはキャリア信号を受信するための装
置に関し、詳細には多相送電システムの２つ以上の相で
よくみられる短期的電気ノイズの発生時、有効キャリア
信号の潜在的不明確さを克服するため異なる時間で複数
のキャリア信号をサンプリングするための装置に関する
。

送電線を通してデータを伝送するのに高周波キャリア信
号を使用することは、当業者にとって公知である。この
型のシステムでは、６０ヘルツの電流に高周波キャリア
信号１例えば１２．５ＫＨｚのキャリア信号を重畳し、
電力ラインを通して送信する。一般にキャリア信号の送
信機から遠く離れた位置にある受信機は、キャリア信号
をバイパスフィルタを通過させて６０Ｈ２電流から分離
し、次いでキャリア信号を検査してデジタルデータを抽
出する０位相シフトキーイングされたキャリアからデジ
タルデータを抽出するのに、各種のキャリア信号復調器
が使用できる。既知のサンプリング周波数にて入来信号
をサンプリングすれば、キャリア信号の存在を数学的に
推測し、かなりの電気ノイズを含むことがあるバックグ
ラウンドよりそのデジタルメツセージを抽出できる。　
ＥＰＣ公報第１１８２３４号及び第１１１３００８号（
両者とも本願出願人に譲渡）には、キャリア信号の検査
に適する改良された復調器が開示されている。これらの
復調器についてより完全な理解を得るには、これら引例
を参照され度い。

電力線上で通常検出される電気ノイズは、周期的成分及
び非周期的成分、インパルス状成分及び連続的成分を含
む、インパルス性及び連続性のいずれの周期的ノイズも
通常電力周波数１例えばＢＯヘルツの電力周波数の成る
高調波としての周期を有し、電力線上の負荷、例えばＳ
ＣＲ、回転装置等から発生する。非周期的ノイズは一般
にインパルス性で、スイッチの閉止、重置のようなラン
ダムな事象の結果生じる。電力線上では通常インパルス
性ノイズが最も多い、電力線キャリア信号は、通常、周
波数シフトキーイングまたは位相シフトキーイング変調
に用いられるような連続した波形となっていること及び
電力線周波数の高調波で大きなエネルギー成分を持って
いないという点でノイズと異なる。上記ＥＰＣ公開公報
の復調法で使用されているサンプリング周波数は、複数
のキャリアサイクルでサンプルを分離することによりほ
とんどのインパルス性ノイズの影響を最少限に抑えるよ
うに選択されている。

キャリア信号による通信のあるいくつかの例では、家庭
用の単相電気システムに接続された送信機から信号を送
り、遠くの位置に設置され、かつ３相の電力線システム
に接続された受信機により信号を受信する。更に多相送
電システムの一つの相で送るキャリア信号を他の２つの
相の一方または双方に結合することもできる。結合され
るこれらの信号の強度は、多くのファクタ、たとえば信
号が存在する伝送ラインの長さ、電力線の形状、信号の
周波数成分及び電力線の他の特性によって変わる。これ
ら結合機構は、キャリア信号及び電気ノイズの双方に等
しく作用する。これらの状況下では、受信機はそれに接
続されている相のうちの一つまたは３つのすべての上に
ある信号を受信し、モニタできる。この理由から、受信
機は送電線の３つの相のすべてにある信号をモニタでき
る構成にすることが好ましい、米国特許第４，３８２，
２４８号（ＩＨ３年５月３日ペイ（Ｐａｉ）に発行）は
、こ′のような多相受信機を開示しているので、これを
より完全に理解するにはこの特許を参照され度い多相電
力線システムの関連した相間における上述したキャリア
信号の結合は受信機で有利に使用できる。受信機は、全
ての相上の信号をモニタできるように接続でき、これら
の信号は公知の多数の方法の一つにより組合わされて一
つのキャリア信号になるが、このキャリア信号をデコー
ドするとそのデジタルメツセージを決定できる。

多相電力線システムのす〆ての相を受信機にモニタさせ
ることにより大きな利点が得られる。この型の多相受信
システムの利点は。

単相をモニタするだけの別のシステムと比較すると最も
よくわかる。単相受信システムでは、被モニタ相上に電
気ノイズがあると、復調器が有効キャリア信号を落とし
てしまうことがある。キャリア信号を解読するための高
度な技術がこれまで開発され、上記ＥＰＣ公開公報に開
示されているが、伝送ライン上の電気ノイズインパルス
がキャリア信号の復調動作を混乱させたり、復調器が有
効信号の存在を決定するのに必要な時間を長くする可能
性がある。これとは対照的に受信機が３相電力線送電系
統のすべての相のキャリア信号をモニタする場合、所定
時間に信号の存在または不存在の確度を高めるよう３つ
の相の各々で受信されたキャリア信号を比較し、組合わ
せることができる。３つの相のうちの一つに電気ノイズ
がある場合、その信号と他の２つの相で受信された信号
を組合わせて復調動作へのノイズの影響を少なくするこ
とができる。

従って、３つの相の各々で成分が異なるスプリアス電気
ノイズがあるとき受信機がすべての相を同時にモニタす
ると有利である。

多相送電システムのすべての相をモニタする受信システ
ムでも電気ノイズはキャリア信号内でエラーサンプルと
して生じるのでキャリア信号の復調と解読をより困難に
することがある。受信機が３つの相全てをモニタしてい
ても多相送電システムの全ての相で同じ電気ノイズが同
時に発生すればこの問題が生じる。このような３つの相
全ての上で電気ノイズパルスが同時に発生する態様は少
なくとも２通りある。まず、第一の態様は、電力線の３
相全てが電気ノイズ源に接近して配置されており、この
電気ノイズが３つの相全てに同じような影響を与える場
合であり、次の第２の態様はこの方が前者よりもありふ
れているが、３相のうちの一つの相に電気ノイズが生じ
、３相システムの相間でキャリア信号を結合するのと同
じように他相にそのノイズが結合される場合である。相
の間の結合の程度は、信号の結合に作用するファクタと
同じ数のファクタによって決まる。

従って、３＾屯力線システムの３相すべてをモニタする
Ｓ信機は単相受信機に比べて有意な改良であると言える
が、３相受信機を使用していても電気ノイズが受信機の
復調器に悪い影響を与え、有効キャリアの復調を妨げる
ような事態もある。この問題は、特定のサンプル時間に
電気ノイズが３相全てに同時に存在するとき３相受信機
に生じる。ある特定の時間における３相全てからのサン
プルに電気ノイズがあれば、このノイズの問題をそれが
分散して現れる場合にくらべて重大視することになる。

本発明の主な目的は、多相でよく生じる信号ノイズイン
パルスが全ての相にサンプルエラーを発生させる確率を
低減するように３相受信機内で複数のキャリア信号をサ
ンプリングする方法および装置を提供することにあるこ
の目的を達成するために、本発明は、シフトレジスタに
その中のデータストリングの異なるエントリに作動的に
関連する２つの出力を設け、前記シフトレジスタに所定
の第１周波数のクロックパルスを入力させて前記データ
ストリングをシフトレジスタ内でシフトさせ、第１周波
数よりも低くその第１周波数の整数分の１の所定の第２
周波数を有し前記クロックパルスと同期するサンプルパ
ルスを前記シフトレジスタに入力して前記データストリ
ングに挿入し、第１キャリア信号の論理レベルの瞬時値
を決定するための第１手段に前記２つ出力のうちの第１
の出力を作動的に接続し、第２キャリア信号の論理レベ
ルの瞬時値を決定するための第２手段に前記出力のうち
の第２の出力を作動的に接続することから成る、複数の
キャリア信号をサンプリングする方法にある。

本発明はまた、第１周波数を有するサンプルパルスを発
生する第１手段と、第２周波数を有するクロックパルス
を発生する第２手段と、前記サンプルパルスが発生して
から前記クロックパルスの発生回数の第１の整数倍にほ
ぼ等しい所定の第１期間後に第１の出力信号を発生し、
また前記サンプルパルスが発生してから前記クロックパ
ルスの発生回数の第２の整数倍に等しい期間後第２出力
信号を発生する手段と、前記出力信号発生手段に作動的
に関連し前記第１出力信号に応答する、キャリア信号の
論理レベルの瞬時値を決定する第１手段と、前記出力信
号発生手段に作動的に関連し前記第２出力信号に応答す
る、キャリア信号の論理レベルの瞬時値を決定する第２
手段とから成り、前記第２周波数は前記第１周波数より
も高く第１周波数の整数倍であり、前記第１周波数の各
パルスは前記第２周波数のパルスと同期していることを
特徴とする。複数のキャリア信号をサンプリングする装
置にある。

添付図面を参照して、以下の説明を読めば本発明はより
明らかとなろう。

本明細書は、同時に存在する単一ノイズインパルスによ
り複数のサンプルエラーが生じる可能性を低減するよう
３相システムの全ての相をサンプリングする方法及びそ
の装置を開示するものである０時間タイバシティ−法に
基づくサンプリングによると、３相受信機の少なくとも
一つの相のＳ）ｌ比が他の２つの相のＳＮ比よりも非常
に大きくなる可能性が増大する。この方法は、相ごとの
今ンプリングを所定時間遅延させることにより達成され
る。

異なる相におけるサンプルの間に時間グイバシティを与
える一方、本発明は任意の特定の相から取る連続サンプ
ル間のタイミングを一定に維持する。

各相のサンプリング周波数を一定に維持したまま３つの
相の各々のサンプリングを時間遅延させるには、デジタ
）レデータのストリングをシフトできるシフトレジスタ
のような装置を使用する。シフトレジスタを使用するこ
とにより、本発明は時間の関数として順次シフトされる
ビットパターンを維持できる。データがシフトレジスタ
内でシフトされるにつれて、このレジスタの所定出力を
使って、各相に作動的に関連させたサンプリング機構を
作動する。

レジスタを通ってシフトされるデータの論理レベルを変
えるよう、周期的サンプルパルスをシフトレジスタへの
データ入力として使用する。データを実際にシフトさせ
るために周期的クロックパルスを使用する。当然ながら
、このクロックパルスの周波数は、サンプルパルスの周
波数よりも高くなければならない０本発明では、クロッ
クパルスの周波数は、サンプルパルスの周波数の整数倍
となるよう選択され、各サンプルパルスの発生は、クロ
ックパルスの発生と一致し、クロックパルスとサンプル
パルスの周波数が同期するようになっている。

サンプルパルスがシフトレジスタのデータストリングを
通過すると、シフトレジスタの種々の出力点のレベルは
それぞれ異なる時間点において任意の所定のデータビッ
トによる影響を受ける。従って、サンプルパルスがシフ
トレジスタの第１の所定出力点まで進むと、その論理レ
ベルが第１の相サンプリング装置に伝えられる０次いで
、同じサンプルパルスがシフトレジスタ内をシフトされ
ると、サンプルパルスは第２の出力点へ達し、サンプル
パルスの論理レベルが、先に第１の相サンプリング装置
を作動したと同じように第２の相サンプリング装置を作
動する。サンプルパルス及びクロックパルスの双方の周
波数を決定すれば、各相のサンプリング周波数を決定で
きる。更にシフトレジスタの出力点を選択することによ
り、各相のサンプリング間の時間遅延を決定できる。

時間グイ、バクティー法により３相をサンプリングすれ
ば、３相上で同時に生じた電気ノイズのパルスは３つの
相からのサンプルすべてに現れることはない、このよう
に復調器に複数のサンプルエラーとして単一の短かいバ
ーストの電気ノイズが現れるのを回避する状態で、デ・
−夕を復調検査できる。

本発明を正しく理解するには、まず最初に復調すべきキ
ャリア信号の種類と、３相電力線のすべての相上に同時
にノイズが存在することに起因する問題について述べる
必要がる、特定の種類のキャリア信号については、本発
明の動作に関連させて述べることにする。

説明のため用いるこの特定のキャリア信号は、コヒーレ
ント位相シフトキーイングによるキャリア信号であり、
この信号は電力会社の電力線キャリア通信システムに特
に好適なものである。しかしながら本発明はこの特定の
キャリア信号を使用する場合にのみに限定されない。

電力線通信システムの主な機能は、電力線の１次配電線
及び２次配電線を通して電力会社の中央局と利用者との
間で情報を伝送することにある。特定の情報は、計量デ
ータ、負荷ステータス情報又は自動化配電システムのそ
の他の各種データを含むことができるが。

このようなシステムの基本動作では、送信機においてデ
ータを所定メツセージフォーマットの２進データビツト
より成るストリングに変換しなければならない、説明の
都合上、この情報のことをベースバンドデータと呼ぶこ
とにする。このベースバンドデータは、メツセージを表
示するよう特定のプロトコールに従って配列されたｒｌ
Ｊと「０」より成る連続したストリングである。

以　　下　　余　　白 コヒーレント位相シフトキーイング方式では、キャリア
信号にベースバンドデータビットの論理状態により決ま
る所定の位相をとらせることによりベースバンドデータ
でキャリア信号を変調する０次にこの変調されたキャリ
ア信号は、電力線導体上に結合されて、受信機が設けら
れた目的地まで伝送される。このキャリア信号は、電力
線の８０ヘルツの電流よりもかなり高い周波数であり、
このキャリア周波数は一般に５ＫＨｚ〜１５Ｋ）Ｉｚで
ある。既に述べたＥＰＣ特許第００２８８２４号（米国
特許第４．３１１．９Ｅ１４号）にはコヒーレント位相
シフトキーイング変調法を用いる電力線通信方式が記載
されている。

第１図は、２値ベースバンドデ”−夕１０の信号の論理
状態を示すべく横軸に時間を取ったグラフであり、キャ
リア伝送゛メツセージの開始部分は、時間ＴＯと〒２と
の間で第１図に示すプリアンプルを含み、このプリアン
プルは一連の連続する「Ｏ」と「１」即ち低し外ルと高
レベルから成り、２つの連続する「１」で終了している
。受信機がベースバンドデータメツセージの開始点を正
しく識別できるようにするためにこのプレアンブルは所
定の数の交互に現れるｒｌＪと「０」から成り、プリア
ンプルの終了点の２つの連続する「１」により受信機が
プリアンプルの終了点とメツセージの開始点を識別でき
るようになっている第１図に示すベースバンドデータ１
０の論理レベル変化はそれぞれ、実際にはキャリア信号
の個々の多数のパルスを表わすと理解されたい、ベース
バンドデータのストリングの単−論理レベルを表示する
のにこのように多数のキャリアパルスを使用する理由に
ついては後述する。

第２図は、第１図に示したベースバンドデータを拡大し
たものである。第１図と第２図を比較すると、時間ＴＯ
とＴＩとの間で第１図のベースバンドデータの最初の「
０」即ち低しベルセグメントを表示するベースバンドデ
ータ部分は、実際には複数の個々のキャリア信号パルス
から成ることがわかる。

第２図において、丁０とＴＩとの間の時間は、機能的に
４つの個々のキャリアセグメントに分けられる。第１の
キャリアセグメントは、時間ＴＯとＴｏ−１との間に延
び、第２のセグメントは時間Ｔｏ−１とＴＯ−２との間
に延びる、等々である。各キャリアセグメントはキャリ
ア信号の４１サイクルから成る。第２図のキャリア信号
は、図解のため切断しであるが、時間子０とＴｌとの間
ではキャリア信号の１８４サイクルを用いて、ベースバ
ンドデータｌＯの一つのデータビットを構成する４つの
キャリアセグメントが形成されると解されたい、各キャ
リアセグメントは４１のキャリア信号サイクル２０から
成る。

第３図は、一つのキャリアセグメントの拡大図であり、
時間ＴＯとＴｏ−１との間で生じるこのキャリアセグメ
ントは、一つのベースバンドデータビット内に存在する
全キャリア信号サイクル数の４分の１を構成する。比較
のため、第１図及び第２図に時間ＴＯとＴＩとの間で発
生する１つのベースバンドデータビットを示す。

再度第３図を参照すると、図示したキャリアセグメント
を形成するのに４１のキャリア信号サイクル２０が組合
わされる。このキャリアセグメントは、周期的にサンプ
リングされ、キャリア信号の論理レベルが記憶される０
次に所定キャリアセグメントに対する複数のサンプルを
アルゴリズムに従って操作して、その高低論理レベルの
時間的相対位置を確定する。これにより、復調器は各キ
ャリアセグメントの位相特性即ちこのような４つのキャ
リアセグメントから成る関連ベースバンドデータビット
の位相特性を確定できる。

第１．２及び３図に示した信号は方形波として示しであ
るが、このキャリア信号は最初は正弦波として発生し、
電力線上を伝送する間も正弦波のままである。この正弦
波は受信機でハードリミットされ、この処理により方形
波キャリア信号となる。

第４Ａ図及び第４Ｂ図は、正弦波キャリア信号とハード
リミット処理により生じる対応方形波との関係を示す、
第４Ａ図には、正弦波キャリア信号４０を示す、正弦波
キャリア信号４０は、一般に５ＫＨｚから１５にＨｚの
間の高周波信号であって一般の電力線系の５０またはＢ
Ｏヘルツの周波数のような低周波電流上に重畳される。

第４Ａ図に示される波形は、低周波例えば６０ヘルツの
波形を除去するバイパスフィルタを通過した後に生じる
キャリア信号４０を示す０位相シフトキーイングによる
キャリア信号では、参照番号４２により示されるシフト
のような位相シフトにより論理レベル変化を表示する、
この位相シフト４２は、論理レベル「０」からの論理レ
ベルｒｌＪへの状態変化またはその逆の変化を示す。

上述のようなバイパスフィルタ通過後、正弦波４０は、
ハードリミットされる。ハードリミッティングは、正弦
波４０を第４Ｂ図に示すような矩形波４４に変換するも
ので、第４Ａ図の位相シフト部分をハードリミットする
と、第４Ｂ図の方形波部分４Ｂが生じる。この例では、
位相シフト４２は、ハードリミットされると２つの連続
する論理レベル「１」となる、また正弦波の位相シフト
が第４Ａ図に示す位置よりも１８０°遅れて生じたとす
ると、その結果生じる方形波信号では論理レベル「０」
が２つ連続することになると解されたい０本明細書では
、高論理レベル信号は、２進数字のｒｌＪを示し、低論
理レベル信号は２進数字の「０」を示すことにする。従
って、第４Ｂ図の方形波によって表示されるデータスト
リングは「１０１０１０１０１０１１０１０１−・・・
・・」となる、よって。

第４Ａ図及び第４Ｂ図は、コヒーレント位相シフトキー
イング復調法により送信機から遠方の受信機に２値デー
タを送信する態様を示すものである。

第４Ａ図及び第４Ｂ図を比較すれば、正弦波４゜上で電
気ノイズインパルスが生じたとすると、ハードリミット
により電気ノイズ信号はある程度方形波４４の一部に変
換されることがわかる。正弦波４０上に電気ノイズがあ
るときに限り生じるこの方形波パルスは、方形波キャリ
ア信号の有効パルス列の中にあるので、有効パルスとし
て誤って解読されることがありうる。

上述のように多相電力線システムのすべての相をサンプ
リングするこ２とは、特定の信号が有効であるのか否か
または電気ノイズにより発生したのか否かを判断する上
で役に立つ、上述のように有効信号は、予想されるノイ
ズ周波数と区別されるよう選択された特定の期間で高度
に周期的であり、受信機の信号サンプリングパターンは
、これらの差異を強調しかつサンプル内での電気ノイズ
発生の影響を少なくするよう選択される。復調動作に対
するノイズの影響は、ノイズとサンプリングパターンの
相互関係に直接依存する。受信された各信号サンプルは
それぞれ、予想されるキャリア波形と個々に相関され、
次にこれらの相関が復調器により初期のサンプル相関と
組合わされ信号の弁別がされる。有効信号がサンプリン
グされると、これらののサンプル相関は、有効信号を表
示するように加算的である。ノイズサンプルの相関は、
よりランダムな傾向があり、従って有効信号の不存在を
表示するように互いに相殺し合う、３つの相のすべてを
サンプリングするときは、これらの３つのサンプルの各
々もそれぞれ別々に相関する。２つ以上の相に共通する
有効信号をサンプリングすると、加算的相関要素の数が
増加するので、受信信号が大きくなる。各相のノイズが
無関係な場合、多相上のノイズは、相関の差異のため３
つの相のすべてを同時にサンプリングしても互いに相殺
し合う、ノイズが２つ以上の相で共通する、多相上のノ
イズは、すべての相を同時にサンプリングすると、加算
的になるので、このタイプのノイズに対する復調器の感
度は増加する。相聞結合の効果は、エネルギー及び周波
数成分に基ずいて信号とノイズで同一であるので、かな
りの量の結合ノイズが発生する。

第５図は、仮定的な送信キャリア信号５０と受信機によ
り受信された時の送電電力線の３相上に生じるキャリア
信号を示すよう時間を横軸に取った図である。キャリア
信号５１．５２及び５３はそれぞれ相Ａ、Ｂ及びＣによ
り受信機に到達する。第５図では、キャリア信号はハー
ドリミットされた後の波形を示すよう方形波として示し
であるが、上述したようにこれらのキャリア信号５１〜
５３は、受信機でハードリミットされる前は正弦波とし
て電力線を伝わる。

キャリア信号に対する電気ノイズの作用をより明瞭に示
すため、第５図の相Ａ、Ｂ及びＣには各種のバー゛トリ
ミツトされたノイズパルスが加えられている。説明の便
宜上、キャリア信号５０は最初に送信したときのノイズ
のない有効キャリア信号を示すものとする。第５図では
ハードリミットされたノイズパルス５Ｂには図解のため
斜めのハツチが付けである第５図の３つの相を時間９１
ですべて同時にサンプリングしたと仮定すると、相Ａ及
びＢのサンプル値は論理低レベルすなわち２進数字「０
」を示す、しかしながら相Ｃのサンプル値は、論理高レ
ベルを示す、公知の技術を利用し、時間Ｓでとった３つ
の値を比較すれば、ノイズパルスが相Ｃを論理高レベル
にしたに違いないと推測できる。同様にして、３つの相
のすべてを時間Ｓ２でサンプリングすると、相Ｂ及びＣ
は論理低レベルを示し、−吉相Ａは論理高レベルを示す
ことになる。このサンプリングの結果に基ずき、相Ａ上
にノイズパルスが存在しても、論理低レベルであるとア
ルゴリズムにより決定できる０時間Ｓ３、Ｓ８．Ｓ？及
びＳ８でも３つのすべての相で同時にとったサンプルで
同じ結果が得られる。ノイズにより誘起されたサンプル
の影響は、各サンプルは予想されるキャリア信号とラン
ダム相関を形成し互いに相殺し合うので制限されたもの
になる。しかしながら、３つの相すべてにおいて同時に
ノイズによる信号が生じたとすると、３つの相すべてを
同時にサンプリングすれば、同じ相関が生じるので、加
算的となり、従って有効信号検出に好ましくない影響が
出る。

第５図の３つの相のサンプルが時間Ｓ４またはＳ５で取
られたとすると、復調器には、論理高レベルを表示する
データが与えられるが、ノイズのないキャリア信号５０
かられかるようにこのデータの真の論理状態は低レベル
でる、３つの相の各々でハードリミットされたノイズ信
号が生じるので、復調器はノイズの加算効果により不相
応な影響を受ける。

一つのキャリア信号のサンプルセｙ　）を誤って解読し
たからといつでキャリア信号を復調する本方法が無効で
あると解してはならない、一つのベースバンドビットに
必要な時間の間で反復性サンプルを取ることによりキャ
リア信号をデコードするための方法が多数存在する。従
って、多数のサンプルを取れば、そのメツセージ内にハ
ードリミットされたスプリアスノイズパルスがあっても
、その結果をアルゴリズム操作することにより、キャリ
ア信号を正しく記述しかつデコードできる。

キャリア信号を解読する公知の方法のうちの一つが、Ｅ
ＰＣ特許第０２８８２４号−（米国特許第４．３１１．
１１８４号）に詳細に記載されている。また、すでに述
べたＲＰＣ特許公開第０１１８２３４号及び第０１１８
００８号にこの方法を改良したものが記載されている。

本方法によると、電気ノイズパルスがあっても復調器が
キャリア信号を正しく解読できるが、３相システムのす
べての相を同時にサンプリングすれば、潜在的に不利な
条件が与えらえる。加算的になる確率の高いノイズサン
プル相間が発生すると、任意の一定のＳＮ比での受＠橡
の潜在的性能が低下する。この理由から、特定の相上の
サンプル周波数を正確に維持したまま、関連する相のサ
ンプル間に時間ダイパーシティを導入するようにして３
相電力線システムの各相をサンプリングする手段を開発
することは有利である。

本発明の詳細な説明するため、キャリア信号が重畳され
た３つの相の各々の電圧レベル瞬時値を記憶するための
手段に関連させて一連のデジタルデータのシフト操作に
ついて述べる。第８図は３つの相サンプラＥｌｆ、　８
２及び６３の機能図である。相サンプラには導体６４．
６Ｂ及び６Ｂが作動的接続されている。これらのライン
の各々を方形波キャリア信号が通過するようになってお
り、これらの３木の導体６４．６Ｂ及び６８は導体上の
方形波キャリア信号の電圧レベルを同時にサンプリング
できるよう相サンプラ８１．８２及び８３に接続されて
いる。

図解のため１２８４１の２進デジツトを記憶しシフトす
る能力を有するデータシフト手段７ｏが第６図に示され
ているが、このシフト手段の３つの所定出力は相サンプ
ラ８１．６２及び８３に接続されている。ｔ！１ＩＩｅ
図に示すように１８番目、３２番目、及び４８番目のデ
ータストリング位置からの出力は、それぞれ相サンプラ
６１．６２及びＢ３に作動的に接続されている０作動時
にシフト手段７０の１８番目のビット位置に２進数字ｒ
ｌＪが現われると、相ｌに関連した相サンプラ６１が１
つのパルスを検出する。同様にして、シフト手段７０の
ビット位置３２及び４８に２進数字ｒｌＪが現われると
相サンプラ６２及び６３がそれぞれ作動される。

従って、第８図の例示的ダイヤグラムで、シフト手段７
０の第１位置に２進数字「１」があるとすると、適当な
りロックパルスがシフト手段７０へ連続して印加される
度に２進数字ｒｌＪがシフト手段７０の位置を右側へ順
次移動する。こうして２通数字「１」がシフト手段の１
８番目の位置に進入すると、第１の相用の相サンプラ６
１により信号が検出されて、導。

体６４上のキャリア信号のその時の電圧レベルが記録さ
れ記憶される。同様にして、２進数字ｒｌＪがシフト手
段７０の３２番目の位置に入ると、導体６６上のキャリ
ア信号のその時の電圧レベルが記憶され、シフト手段の
位置４８に２進数字ＮＪがシフトされると、導体６８に
作動的に接続されている相サンプラ８３がキャリア信号
のその時の電圧レベルを記憶する。

従って、これらの相に対応するシフト手段７０の関連出
力位置がわかっておりかつクロックパルスの周波数もわ
かっていれば、２つの相からのサンプル間の時間ダイパ
ーシティを容易に決定できる。従って、２つの相のサン
プル間のダイパーシティは、クロックパルス列の期間の
間にあるこれらの相のサンプル制御間のシフト手段のス
テージ数の積である。

例えば、この積がキャリア信号の期間の整数倍に等しい
とすると、同一ポーインターバル内の有効キャリア信号
のサンプルはノイズのない場合具なる相で同じ値を有す
るようになる。この条件は、多数の相から共通のノイズ
サンプルが生じる確率を低くする時間ダイパーシティを
保証しつつ各相で同時にサンプルが生じたかのごとく復
調器がサンプルに作用できることに注目されたい。

更に、シフト手段７０の第１位置に新しい２進数字「１
」を挿入する周波数により、特定の相をサンプリングす
る周波数が決定される、例えば、サンプルパルスＦｓが
４１０マイクロ秒ごとに発生し、クロックパルスが１０
マイクロ秒ごとに発生すると仮定すると、各相は４１０
マイクロ秒ごとに１回の割合いでサンプリングされる。

更に、相ｌ及び２はそれぞれシフト手段の位置１８及び
３２と作動的に接続されているので、相ｌをサンプリン
グした１ｆｌＯマイクロ秒後に相２がサンプリングされ
ることが容易にわかる。また相２と３は、１Ｂ位置離れ
たシフト手段７０の出力に接続されているので、相３が
サンプリングされた１８０マイクロ秒後に相３がサンプ
リングされる０例として巨れらの値を使用すると、３つ
の相の各々は４１０マイクロ秒ごとに一回の割合いでサ
ンプリングされ、３つの相は１８０マイクロ秒離れてサ
ンプリングされる。更に詳細には、相２は、相ｌのサン
プリングの１８０マイクロ秒後にサンプリングされ、相
３は相２のサンプリングの１８０マイクロ秒後にサンプ
リングされる。しかしながら、相ｌは相３のサンプリン
グの８０マイクロ秒後にサンプリングされるシフト手段
７０の下には、２進数字の行と列が示しであるが、これ
らの数字は異なる時間におけるシフト手段７０の図示し
た位置内の内容を示す０図解のため時間ＴＯ−７４８に
は、１０マイクロ秒の期間のクロックのパルスと一致す
るような番号が付けである０時間ＴＯでは、シフト手段
７０のすべての位置には２進数字「０」があり、一つの
クロックパルスが発生した後の時間〒１では、サンプル
パルスＦＳを供給する適当な手段によりシフト手段７０
の第１位置に２進数字「１」が入れられる。一つのクロ
ックパルスが発生した後のＴ２では、２進数字「１」は
シフト手段７０の第２位置にシフトされる。シフト手段
７０の第１位置に２進数字が挿入された２０秒後の時間
子３で２進数字はシフト手段７０の第３位置にシフトさ
れる。連続クロックパルスによって２進データがシフト
手段７０をシフトする間このプロセスが続き、時間Ｔ１
５で２進数字「１」はシフト手段７０の第１５位置に位
置することになる。

時間τ１Ｂでシフト手段７０の第１６位置に２進数字「
１」がシフトされると、相ｌの相サンプラ８１に信号が
送られ、サンプラ６１は関連するキャリア信号のその時
の論理レベルを記録しかつ記憶する。クロックパルスは
連続して発生され、時間〒２で２進数字ｒｌＪは第３２
位置ヘシフトされ、これにより相２に接続されている相
サンプラ６２は関連するキャリア信号のその時の論理レ
ベルを記録しかつ記憶する、このプロセスが続き、時間
〒４８で２進数字「１」がシフト手段７０の第４８位置
にシフトされ、相３に関連するキャリア信号のその時の
論理レベルがサンプリングされ、記憶される、従って、
シフト手段７０Ｉ７）第１位置に２進数字ＮＪが入れら
れてこの２進数字ｒｌＪを゛シフト手段７０内で順次シ
フトすることにより、送電系の３つの相に関連する相サ
ンプラを所定の時間ダイパーシティ−インターバルで順
次作動できる。

時間ＴＯの後の４１０マイクロ秒後の時間丁４１で、サ
ンプルパルスＦｓ発生手段によりシフトレジスタ７０の
第１位置に別の２進数字ｒｌＪが入れられる０時間丁４
７かられかるように第１の２進数字がシフト手段７０の
第４７位置にシフトされるとき、ＭｇＩ２の２進数字は
シフト手段７０の第６位置ヘシフトされる。従って、複
数の２進数字ｒｌＪが同時にシフト手段７０を通ってシ
フトされる。本例での２つの２進数字ｒｌＪの間隔によ
り、３つの位置の各々をサンプリングする周波数が決ま
る。

第６図及び以上の説明により本発明のＷ理を明らかにし
たが、第８図及び上記説明では、シフト手段７０の第１
位置に一つの２進数字を入れ、これをシフト手段内で順
次シフトするという理想的状態を想定している。現実に
は、サンプルパルスＦｓの各サイクルによりおそらく多
数の「１」をシフト手段７０のｓ１位置へ挿入すること
になろう、この理由は、各サンプルパルスの長さは、一
つのクロックパルスよりも長くなるからである。従って
、サンプルパルスがハイレベルのままであると、多数の
クロックパルスによりシフト手段７０を通過するデータ
ストリング中に２つ以上の２進数字を挿入することがで
きる。シフト手段７０の出力にあるパルスは、まだ一つ
のパルスでしかないが、このパルスは一つのクロックパ
ルスよりも長く、事実クロックパルスの整数倍に等しい
長さとなる。はとんどの実際例では、相サンプラ６１〜
８３は論理レベル状態変化の前縁により作動されるよう
に選択できるので、このよう゛な事態は全く問題となら
なし）、従って、シフト手段７０の特定位置の内容が状
態「０」からの状態「１」に変化すると、それに関連す
る相サンプラが作動され、別の２進数「１」がその位置
にシフトされても１作動は起こらない、従って本発明を
実施するときは、シフト手段７０は、実際にこれを通過
する一群の「１」を有し、各「１」の群１マ一連の「０
」により分離されることになる。各群の最初の２進数字
「１」が相サンプラの各々を作動する作動数字となろう
。

導体６４．６６及び６８は、上述の送電ラインであると
解してはならない、そうではなく、これらのラインは正
弦波キャリア信号がｌ＼イノ（スフィルタを通過し、／
Ｘ−トリミツトされた後その方形波キャリア信号を送る
手段である以　　下　　余　　白 第７図は本発明の好ましい実施例の概略図であり、３つ
の出カフ１．７２及び７３を有するシフト手段が設けら
れ、それぞれの出力はデータストリングの異なる位置に
関連している。

第７図に示す例では、３つの出カフ１．７２及び７３は
、シフト手段７０の位置１６、３２及び４８に接続され
ている。シフト手段７０の入力として、図示するように
サンプルパルスＦｓのソースが接続されている。またシ
フト手段７０の別の入力としてクロックパルスＦｃのソ
ースが接続されている。サンプルパルスが発生するたび
にシフト手段７０の第１位置に２進数字ＮＪが挿入され
、クロックパルスが発生するたびにシフト手段７０内の
データストリングが１位置だけシフトする。２進数字が
シフト手段７０をシフトすると、これらの相サンプラと
シフト手段７０の出力との接続により、２進数字は相サ
ンプラ６１．６２及び６２を順次作動する。相サンプラ
は作動時に関連相上のキャリア信号電圧のその時の大き
さを測定し、記憶する。第７図では、相サンプラは第８
図で使用されている導体に電気的に接続されるものとし
て示されてはいない、しかしながら、相サンプラの各々
は対応するキャリア信号送信装置と作動的に接続されて
いると解されたい。

ＭＩＪ７図には、２つのインバータ７８及び７９と共に
ＮＡＮＤゲート７４及びフリップフロップ７６が示され
ている。　ＮＡＮＤゲート７４は３つの入力と一つの出
力を有し、ＮＡ）１０ゲート７４の入力の一つは、シフ
ト手段７０からの３つの出力のうちの第３の出力に接続
され、ＮＡＮＤゲート７４の第２の入力はクロックパル
スのソースに接続されている。　ＮＡＮＤゲートの出力
は、フリップフロップ７θのＣＬＯＣＫ入力に接続され
、フリップフロップ７６のＱ出力は、ＮＡＮＤゲート７
４の第３の入力として接続されている。

第７図から明らかなように、ＮＡＮＯゲート７４の出力
は、インバータ７８を介して相サンプラ６ｌ−ｓｂに接
続されている。この配線の目的は、相サンプラをストロ
ーブして、それぞれのキャリア信号電圧レベルの最新サ
ンプリング値をラッチするためである。この方法につい
ては、第８図を参照してより詳細に述べることにする。

シフト手段７０及び相サンプラの入力条件にそれぞれよ
り正しく適合するように、関連する論理レベル反転のた
め第７図ではインバータ７８及び７８を用いている。

第７図にはマイクロプロセッサ８ｏを示したが、こらは
相サンプラの出力を入力として利用する。マイクロプロ
セッサの機能は相サンプラ６１〜６３から受信されるデ
ータをアルゴリズムに従って操作することにある。第７
図にはマイクロプロセッサ８０が示されているが、これ
は本発明の一部を構成せず１本発明の動作後に作動する
と解すべきである。

第８図に本発明の電気的ブロック図を示したが、３つの
出力がデータストリングの位置１６．３２及び４８に接
続されたシフトレジスタ１７０が用いられている０本発
明の好ましい実施例は、例えば型式番号ＮＧ　１４５８
２Ｂのようなシフトレジスタ１７０を用い、このＭＣＩ
４５Ｅ１２Ｂとは、単一モノリシック構造のＮＯ８Ｐチ
ャンネル及びＸチャンネルのエンハンスメン）ｆｆデバ
イスで構成された１２８ビット−スタティックシフトレ
ジスタである。この型のシフトレジスタでは、データは
クロック入力の正エツジでシフトレジスタの内にまたそ
れから外ヘクロックされ、データ出力はビット１８から
ビット１２Ｂまで１６ビツトごとに利用できる。

この型のコンプリメンタリ−ＭＯＳシフトレジスタは主
に低パワー放散またはノイズに強いことが好ましい場合
用いられる。シフトレジスタ１７０は第７図及び第８図
に示した上記シフト手段７０に機能的の類似する。ピッ
Ｌ０に関連するシフトレジスタ１７０の出力はＮＡＮＤ
ゲー）　１７４の入力に接続される。

本発明の好ましい実施例は、ＮＡＮＤゲート１７４を利
用するが、このゲートは例えばナショナルセミコンダク
タ社から入手できるＭＭ７４ＨＣ１１Ｊである。この型
のＮＡＮＤゲート１７４は低電圧コンプリメンタリ［０
９シリコンゲートであって、これは実際には３つのゲー
トから成る。第８図のＮＡＮＤゲート１７４は、ピン３
．４及び５を入力とし、ピンＢを出力として使用できる
。

ＮＡＮＯゲー）　１７４の別の入力は、フリップフロッ
プ１７１１からのＱ出力であり１本発明の好ましい実施
例では、フリップフロップ１７Ｂは、テキサスインスツ
ルメント社から市販されている５Ｎ５４ＬＳ７４である
。この型のデバイスは、モノリシックめデュアルＤ型の
エツジトリガーされるフリップフロップで、直接クリア
及びプリセット入力とコンプリメンタリ−のＱ及び■出
力を特徴とする。入力情報は、クロックパルスの正エツ
ジでＱ出力に変換され、クロックパルスの電圧レベルで
クロックトリガ操作が行なわれるが、このトリガ操作は
正入力パルスの過渡時間に直接は関連しない、クロック
入力スレッショルド電圧が通過した後、データ入力りは
ロックアウトされる。

フリップフロップ１７Ｇのリセット入力はビット位置４
８に関連するシフトレジスタ１７０からの出力に接続さ
れている。フリップフロップ１７Ｂの電源ボート及びデ
ータ入力ボートの双方には、５ポルトのＤＣ電源が接続
されており、このフリップフロップ１７Ｂは第７図に示
し、かつ説明したフリップフロップ７６に類似する。　
。

上述のように、インバータ１７８及び１７８は関連する
デバイスの入力特性を整合するため論理信号を反転する
目的で使用される０本発明の好ましい実施例では、ナシ
ョナルセミコンダクタ社から市販されている１８ビツト
インバータ型の）ＩＮ７４８ＣＯ４Ｊを使用する。この
型のデバイスは、標準的コンプリメンタリＭＯ９出力と
コンパチブルな入力を有し、８つの３ステージインバー
タから成る。

タイマ＋８０は、クロックパルスＦｃ及びサンプルパル
スＦｓを発生する手段として設けられている０本発明の
好ましい実施例は、モトローラ社から販売されているＩ
Ｃ８８４０のようなタイマーを内蔵する。この型のプロ
グラマブルタイマーモジュールは、可変のシステムタイ
ムインターバルを与えるよう設計されたＭ１３８００フ
ァミリーのプログラマブルサブシステム部品である。こ
のタイマーは、３つのＢビット２進カウンタと、３つの
対応する制御レジスタとステータスレジスタを有する。

このうちのカウンタは、システムの割込みまたは出力信
号発生に使用できる。またこの型のタイマーは、周波数
測定、事象カウントまたはインターバル測定等の仕事に
も使用できる、タイマー１９０は第８図に示すようにイ
ンバータ１７Ｂ及びシフトレジスタ１７０にそれぞれ接
続された２つの入力Ｑ２及びＱ３を有する。上記のよう
なタイマを使用するときＱ２及び０３出力はそれぞれピ
ン３及びピン６に位置する。

タイマー１８０のＣ８Ｉ入力は、正の５ボルトＤＣ電源
汝び抵抗１２１に接続され、抵抗１２１の他端は周辺イ
ンターフェースアダプタ（ＰＩＡ）１８２のＰＢＯ端子
に接続される０本発明の好ましい実施例では、　ＩＣ８
Ｂ２１のような周辺インターフェースアダプタ１８２を
使用する。この型のＰＩＡはモトローラ社から入手でき
、Ｎ８８００マイクロプロセツサユニツトへ周辺装置を
インターフェイスするための汎用性ある手段となる。こ
の型のデバイスは、２つの８ビツト双方向性周辺データ
バスと４木の制御ラインを介してマイクロプロセッサユ
ニットを周辺デバイスにインターフェースできる。たい
ていの周辺デバイスへのインターフェースには外部論理
装置は必要でない０周辺インターフェースアダプタ１８
２に接続９れた抵抗Ｒ１の端部は、取外し自在なジャン
パ１８４を介してアースされる。この取外し自在なジャ
ンパ１８４は、クロック及びサンプルパルスに対して２
つの異なる周波数を選択できるようにするためのもので
、これらの周波数は本発明で利用される特定のキャリア
信号周波数の関数となるよう選択される。取外し自在ジ
ャンパ！９４を所定位置に取付けると、タイマー１１１
０は１２．５ＫＨｚのキャリア信号と共に使用するのに
適した周波数を出力し、ジャンパ１Ｂ４を取外すと、タ
イマー１θＯは８．８１５Ｋ）ｉｚのキャリア信号周波
数と共に使用するのに好適である。

シフトレジスタ１７Ｑは５ボルトのＤＣ電源に接続され
、コンデンサＣＩを介してアースされている。シフトレ
ジスタ１７０の３つの出力は、それぞれ一つの８ビツト
シフトレジスタに接続されている。これらのシフトレジ
スタ１９８　、１１１７及び１８８はビット位置１６．
３２及び４８にそれぞれ接続されたシフトレジスタの出
力に作動的に関連する。シフトレジスタ１８６、１８７
及び１９８は、それらに関連するハードウェアを含める
と相サンプラ８０．８１．８２及び６３に類似するが、
これらのサンプラについては第８図及び第７図に示しか
つ既に説明済みである。シフトレジスタ１１１８　、１
９？及び１８８は共に同一のものであり、本発明の好ま
しい実施例では、モトローラ社から入手できるＤＣ４０
８４ＢまたはＭＣＩ４０９４Ｂである。この型のシフト
レジスタは、８ステージのシフトレジスタを各ステージ
ごとのデータラッチ及び各ラッチからの３ステート出力
と結合する。データは、正のクロック変化でシフトされ
、７番目のステージから２つの直列出力にシフトされる
。シフトレジスタの各ステージからのデータは、ストロ
ーブ入力の負の変化でラッチされる。データは、ストロ
ーブが高い間ラッチを通過する。各シフトレジスタ１９
８　、１９？及び１９８の８ステージの８つのデータラ
ッチの出力は、出力イネーブル上の論理低レベルにより
高インピーダンス状態にされる３つのステートバッフγ
により制御される。第８図かられかるように、８ビツト
シフトレジスタ１９８　、１９７及び１８８の各々は、
シフトレジスタ１７０からの関連出力に接続されたクロ
ック入力を有する。そのクロック入力に信号が発生する
と、各シフトレジスタはそれに関連するキャリア信号の
その時の電圧レベルを記憶する。８ビツトシフトレジス
タの各々のデータ入力は、関連方形波キャリア信号を伝
える導体に作動的に接続され、これらの導体の各々は、
抵抗を介してアースされている。シフトレジスタ１１１
８　、１８７及び１１１８のデータ入力はそれぞれ抵抗
Ｒ２、Ｒ３及びＲ４に作動的に接続されている。

第４８ビツトに関連するシフトレジスタ１７Ｑの出力は
、ＮＡＮＤゲートの入力に接続され、クロックパルスと
フリップフロップ１７８からのＱ出力と共にこの信号が
あると、ＮＡＮＤゲート１７４からの出力は、インバー
タ１７９を通った後に８ビツトシフトレジスタの各々に
ストローブパルスを与える。このストローブパルスは、
８ビツトシフトレジスタ１９８　、１９７及び１９８の
各々の最新記録値をラッチする。これらの８つの値が８
ビツトシフトレジスタにラッチされると、データバス１
９８を通ってマイクロプロセッサ１８０にデータが伝送
される。

８ビツトシフトレジスタの各々からの８ビツトのデータ
は、データバス１９９を通って並列に転送され、その後
データは検査及び操作されて３つのキャリア信号（各相
から一つづつ）の各々の特性が決定される。

マイクロプロセッサ１８０は、本発明がその動作を完了
した後にその機能を果たすものと解されたい、マイクロ
プロセッサ＋８０は当然ながら８ビツトシフトレジスタ
からのデータ入力を数学的に操作し、３つの関連キャリ
ア信号の位相関係を特徴付けるのに必要なアルゴリズム
を遂行する能力を持っていなければならない、適当なＩ
ｌｏ及びこれらのタスクを実施する速度能力を有するも
のであれば本発明ではどんなマイクロプロセッサも使用
できる。

第８図の所で説明したように本発明の好ましい実施例は
３つの出力を有するシフトレジスタ１７０を利用し、こ
れらの出力の各々はデータストリングの特定ビット位置
に関連している。タイマー１９０からのシフトレジスタ
入力としてサンプルパルスＦｓが与えられ、シフトレジ
スタ１７０にはタイマー１９０からのクロック入力Ｆｃ
も与えられるようになっている。

クロックパルスはサンプルパルスよりも高い周波数を有
し、これらの２つのパルスの周波数は整数倍の関係にな
っていると解されたい、更にタイマー１９０は、各サン
プルパルスをクロックパルスの一つと同期させる能力を
持つ必要があり、フリップフロップ１７６及びＮＡＮＤ
ゲート１７４は、シフトレジスタ１７０　と共にキャリ
ア信号の瞬時値を記憶する３つの８ビツトレジスタにス
トローブパルスを与える。この結果生じるデータは、レ
ジスタが一杯になるまで８ビツトシフトレジスタの各々
に記憶され、レジスタが一杯になると、これらのデータ
はその後解析を受けるためマイクロプロセッサ１８０へ
転送される０本発明の好ましい実施例では、３つの８ビ
ツトシフトレジスタを用いているが、本発明では別の装
置を使用することもできる。８ビットシフトレジスタの
使用は上述したシステムのタイミング条件と好適に合致
していたが、別のサイズのシフトレジスタでも使用可能
であった。

第８図に示した本発明の好ましい実施例の動作を完全に
説明するため、第９図のタイミングチャートを使って、
本発明で可能とされる時間ダイパーシティサンプリング
を順次説明する。第９図では、本発明に関連するシーケ
ンス信号を０〜８２０マイクロ秒の長さの時間軸に沿っ
てプロットした。クロックパルスＦｃは１００ＫＨｚの
周波数（１０マイクロ秒ごとに１個のパルス）で連続し
て発生する。第８図ではクロックパルスラインは破断し
て示しであるが、これは図示を簡単にするためであって
本発明の動作時クロックパルスは連続して発生する０図
示するようにサンプルパルスＦｓは４１０マイクロ秒ご
とに発生する。第８図と第８図を比較すると、タイマー
１９０のＱ３出力からの各サンプルパルスは、シフトレ
ジスタ１７０の最初のビット位置の状態を変える。第９
図において、時間０で一つのサンプルパルスが発生し、
約２０マイクロ秒続き、一定の遅延時間の後で時間４１
０にて別のサンプルパルスが発生し、約２０マイクロ秒
続＜、！ｌｉ！、１のサンプルパルス後の１８８番目ク
ロックパルス、即ち１６０マイクロ秒後、サンプルパル
スデータがシフトレジスタ１７０内のデータストリング
の１６番目のビット位置ヘシフトされている、従って、
サンプル相ｒｌＪと表示されているようにシフトレジス
タ１７０のピッ）１Ｂは、サンプルパルスにより挿入さ
れる数の２進数字「１」が通過するまで論理高レベルの
ままである＊　１８０　”’イクロ秒での相１のサンプ
ルパルスの前縁は、相１の関連ハードウェア（第７図で
は参照番号？、８図では参照番号１８６）を作動し、シ
フトレジスタ１７０のビット１Ｂ出力に作動的に接続さ
れた８ビー２トシフトレジスタ１８６により相１のキャ
リア信号のサンプルが記憶される。第８図の底部の波形
は、相１のキャリア信号の方形波を示す、１６０マイク
ロ秒のサンプル矢印は、８ビツトのシフトレジスタ１９
６にシデトされる値を示す。

相１のサンプリングからの１８０マイクロ秒後即ち３２
０マイクロ秒の時点で、最初に述べたサンプルパルスが
シフトレジスタ１７０のビット３２を通過するので、相
２がサンプリングされる。第３図には、相２のキャリア
信号は示されていないが、シフトレジスタ１７０のビッ
ト３２及び相２に関連する８ビツトシフトレジスタ１９
７にサンプル値が取込まれ、記憶されると解されたい、
同様にして最初に入られた２進数字ｒｌＪが４８０マイ
クロ秒でシフトレジスタ１７０のビット４８に進むと、
相３のシフトレジスタ１８Ｂが作動され、相１及び２で
述べた動作と同じように関連する相３のキャリア信号論
理レベルの瞬時値が取込まれ記憶される。

第８図において、時間軸上の時間０で発生した最初のサ
ンプルパルスは、シフトレジスタ１７０を順次伝わり、
相ｌのサンプリングの後で１８０マイクロ秒の間隔で順
次相２及び３をサンプリングする。上述のように相ｌの
次のサンプリングは、本発明の好ましい実施例に設けら
れた特定のシフトレジスタにより相３のサンプリングの
８０マイクロ秒後に相１の次のサンプリングが行なわれ
る。更に４１０マイクロ秒で第２のサンプルパルスが発
生すると、このパルスは同様にシフトレジスタ１７０の
３つの出力を通って３つの相を再度サンプリングする０
本発明はクロックパルスＦｃ及びサンプルパルスＦｓの
周波数を正しく選択することにより、各相を４１０マイ
クロ秒ごとにサンプリングし、３つの相をそれぞれＩＥ
ＩＯマイクロ秒の間隔を置いてサンプリングするように
構成されている。相サンプリングの間隔を１８０マイク
ロ秒に選択することは、本発明の必須要件ではなく、む
しろ３つの相のサンプリングを利用可能な時間フレーム
にわたってほぼ等しく広がるような時間間隙にすると便
利である。更に１８ビツトごとの出力を有するシフトレ
ジスタ１７０の使用はこのタイミング選択を好ましいも
のにしている。相Ｉのサンプリングと相２のサンプリン
グの間隔及び相２のサンプリングと相３のサンプリング
の間隔を１６０マイクロ秒に選択したことにより、次の
相１のサンプリングが相３のサンプリングの９０マイク
ロ秒後に行なわれる。当然ながら、各相のサンプリング
の間の間隔は、理想的には正確に等しくなるようにセッ
トできるが、このように時間遅延の精度を良くすること
は、時間ダイバシティサンプリング法の要件ではない、
更に１８番目ビット位置ごとに出力する多くのシフトレ
ジスタが容易に手に入る。４１０マイクロ秒のサンプリ
ング周波数の使用とこのような都合により、相３のサン
プリングと次の相ｌのサンプリングとの間の時間は、相
１と２のサンプリングの間隔または相２と３のサンプリ
ングの間隔に正確に一致しなくなっているが、このよう
な３相システムのうちの３つの相のサンプリングの間の
時間遅延が若干具なっていることはその動作に悪影雫を
与えるものではない、容易に入手できるシフトレジスタ
でビットごとに出力を発生させるような場合、サンプル
パルス出力ビットとしてどット１４．２７及び４】を選
択することが好ましい、このように選択をすると、相ｌ
と２のサンプリングの間の間隔は１３０マイクロ秒とな
り、相２と３のサンプリングの間の間隔は１４０マイク
ロ秒となり、相３と次の位相１のサンプリングの間隔は
１４０マイクロ秒となる。しかしながら相サンプリング
の間隔を互いに等しくするには、もっと費用がかかるこ
とを認識すべきである０例えば、より多くの出費でもっ
と多くの集積回路部品が必要となり、このため回路スペ
ースも大きくなる０本発明の好ましい実施例では部品コ
スト及び関連回路に必要なスペースを少なくするため非
対称的なサンプリング法を選んでいる第８図は、７０及
び４８０マイクロ秒でストローブパルスが発生すること
を示すが、このストローブパルスは相３のサンプルパル
スの開始点と一致する。これは、ＮＡＮＤゲート１７４
の３つ、の入力がインバータ１７９を介して８ビツトシ
フトレジスタに出力するようにされている結果である。

第８図の底部に示した相１のキャリア信号は、図示のよ
うに１２．５ＫＨｚの周波数と８０マイクロ秒の期間を
有する。このようなキャリア信号周波数にてクロップパ
ルスＦｃを１０マイクロ秒間隔とし、サンプルパルスＦ
ｓを４１０マイクロ秒間隔とすると、キャリア信号の４
１ハルスごとに８つのサンプルが生じる。これにより５
−１　／８個のキャリアパルスごとに一つのサンプルが
取られることになる。

これらの周波数は、公知の復調器のアルゴリズムに合う
ように選択したものである。またこれらの周波数では、
各ベースバンドデータビットは本発明により発生される
データを受信する復調器により３２回サンプリングされ
る゛、この周波数は、ノイズによる有効でないスプリア
スキャリアピットが存在するという悪い影響を受けずに
復調器がデータを検査する能力と共にキャリア信号の復
調を大幅に助ける。

本発明のいくつかの重要な特徴に注目されたい、クロッ
クパルスＦｃの周波数はサンプルパルスＦｓの周波数Ｆ
ｓよりも大きく、整数倍の関係になっている０例えば４
１０マイクロ秒では、サンプルパルス周波数は、クロッ
クパルス周波数よりも４１倍低速になっている０本発明
の別の特徴は、各サンプルパルスがクロックパルスと同
時に発生することである。このことはシフトレジスタを
通してのデータのシフト操作とシフトレジスタの第１ビ
ツトへのデータの挿入を同期させるのに必要な重要な要
件である。

第８図には、本発明の好ましい実施例を詳細に示した０
本発明の範囲内では別の実施例も考えられるが、第８図
に示した部品の値及び型式番号を下記の表■に示す。

参照番〕　　　　値または型式 １７０　　　　　　　　型式ＭＣＩ４５８８２Ｂ１７４
　　　　　　　　型式ＭＭ７４ＨＣ１１Ｊ１７Ｂ　　　
　　　　型式５Ｎ５４ＬＳ７４１７８　　　　　　　　
型式ＭＮ７４ＨＣＯ４Ｊ１７９　　　　　　　　型式Ｍ
Ｎ７４ＨＣＯ４Ｊ１９０　　　　　　　　型式ＭＣ８８
７４０１９２型式ＭＣ８８２１ １９Ｂ　　　　　　　　型式）ＩＣ１４０９４Ｂ１８７
　　　　　　　　型式ＭＯ１４０１１１４Ｂ１９日　　
　　　　　　型式ＭＣＩ４０８４ＢＣ１０，１ルＦ Ｒ１３にΩ　１／４ワツト Ｒ２１００にΩ Ｒ３１００にΩ Ｒ４１００にΩ

【図面の簡単な説明】

第１図は送電線の８０Ｈｚ電流に重ねられる高周波キャ
リア信号を使って送信できるベースバンドデータビット
を示す図、第２図は第１図のベースバンドデータビット
を示すキャリア信号の拡大図、第３図は第２図のキャリ
ア信号の拡大図、第４Ａ図は位相シフトされた正弦波キ
ャリア波形を示し、第４Ｂ図は第４Ａ図の正弦波キャリ
ア信号をハードリミット結果書られる方形波を示し、第
５図は、有効キャリア信号を示す理想的なノイズのない
多相システムの３つの仮定した相の時間を横軸にとった
一連のキャリア信号を示す図、第６図はシフト手段の出
力に接続された３つの相サンプラに沿ってシフト手段を
通過するデータストリングを示す図、第７図は、３つの
相サンプラ及びマイクロプロセッサに接続された本発明
のダイヤグラム、第８図は第７図のダイヤグラムの詳細
図、第８図は、本発明により発生され利用される信号を
更に詳細に示す図である。 ６１．６２．６３・・・・相サンプラ ７０・・・・シフトレジスタ ７４・・・・ＮＡＮＤゲート ７６・・・・フリップフロップ ７８．７９・・・・インバータ ８０・・・・マイクロプロセッサ Ｆｓ・・・・サンプルパルス Ｆｃ・・・・クロックパルス 手　　続　　補　　正　　書　彷幻 昭和６０年８月１日 １、事件の表示　　昭和６０年特許願第２８１３６号２
、発明の名称　　　複数のキャリア信号をサンプリング
する方法及び装置３、補正をする者 事件との関係　特許出願人 住　所　　　　アメリカ合衆国、ペンシルベニア州、ピ
ッツノ（−グ。 ゲイトウェイ・センター（番地ナシ） 名称（７１１）ウェスチングハウス・エレクトリック・
コーボレーシ曹ン 代表者　　　　ジー・エム・クラーク 国　籍　　　　アメリカ合衆国 ４、代理人 住　所　　　　神戸市中央区京町７６の２番地入江ビル
ウェスチングハウス・エレクトリックφシャツくン７、
補正の内容　　　明細書第１頁第２行目〜３行目、発明
の名称「複数のキャリア信号をサンプリングする方法」
を「複数のキャリア信号をサンプリングする方法及び装
置」に訂正する。 ＦＩＧ、　５

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、シフトレジスタにその中のデータストリングの異な
   るエントリに作動的に関連する２つの出力を設け、前記
   シフトレジスタに所定の第１周波数のクロックパルスを
   入力させて前記データストリングをシフトレジスタ内で
   シフトさせ、第１周波数よりも低くその第１周波数の整
   数分の１の所定の第２周波数を有し前記クロックパルス
   と同期するサンプルパルスを前記シフトレジスタに入力
   して前記データストリングに挿入し、第１キャリア信号
   の論理レベルの瞬時値を決定するための第１手段に前記
   ２つ出力のうちの第１の出力を作動的に接続し、第２キ
   ャリア信号の論理レベルの瞬時値を決定するための第２
   手段に前記出力のうちの第２の出力を作動的に接続する
   ことから成る、複数のキャリア信号をサンプリングする
   方法。 ２、フリップフロップを設け、前記フリップフロップの
   リセット入力をシフトレジスタの２つの出力のうちの前
   記第２の出力に作動的に接続し、３つの入力と１つの出
   力を有するＮＡＮＤゲートを設け、前記ＮＡＮＤゲート
   の前記３つの入力のうちの第１の入力を前記シフトレジ
   スタの前記第２の出力に作動的に接続し、前記クロック
   パルスを受けるべく前記ＮＡＮＤゲートの前記３つの入
   力のうちの第２の入力を作動的に接続し、前記ＮＡＮＤ
   ゲートの前記３つの入力のうちの第３の入力を前記フリ
   ップフロップのＱ出力に作動的に接続し、前記ＮＡＮＤ
   ゲートの前記出力を前記フリップフロップのクロック入
   力に作動的に接続することをも含むことを特徴とする特
   許請求の範囲第１項記載の方法。 ３、第１周波数を有するサンプルパルスを発生する第１
   手段と、第２周波数を有するクロックパルスを発生する
   第２手段と、前記サンプルパルスが発生してから前記ク
   ロックパルスの発生回数の第１の整数倍にほぼ等しい所
   定の第１期間後に第１の出力信号を発生し、また前記サ
   ンプルパルスが発生してから前記クロックパルスの発生
   回数の第２の整数倍に等しい期間後第２出力信号を発生
   する手段と、前記出力信号発生手段に作動的に関連し前
   記第１出力信号に応答する、キャリア信号の論理レベル
   の瞬時値を決定する第１手段と、前記出力信号発生手段
   に作動的に関連し前記第２出力信号に応答する、キャリ
   ア信号の論理レベルの瞬時値を決定する第２手段とから
   成り、前記第２周波数は前記第１周波数よりも高く第１
   周波数の整数倍であり、前記第１周波数の各パルスは前
   記第２周波数のパルスと同期していることを特徴とする
   、複数のキャリア信号をサンプリングする装置。 ４、前記第１出力信号及び第２出力信号を発生する前記
   手段はシフトレジスタから成り、前記第１及び第２論理
   レベル決定手段は前記シフトレジスタからの第１及び第
   ２の出力信号を受けるよう接続されている特許請求の範
   囲第３項記載の装置。 ５、第１及び第２出力信号を発生する前記手段は、第１
   、第２及び第３の入力及び出力を有するＮＡＮＤゲート
   から成り、前記ＮＡＮＤゲートの前記第１の入力は前記
   クロックパルスを受けるよう前記第２クロックパルス発
   生手段に作動的に接続され、前記ＮＡＮＤゲートの前記
   第２の入力は前記シフトレジスタの前記第３の出力に作
   動的に接続され、前記ＮＡＮＤゲートの前記出力はフリ
   ップフロップのクロック入力に作動的に接続され、該フ
   リップフロップは前記ＮＡＮＤゲートの前記第３の入力
   に作動的に接続されたＱ出力を有し、更に前記シフトレ
   ジスタの前記第３の出力に作動的に接続されたリセット
   入力を有する特許請求の範囲第３項または第４項記載の
   装置。 ６、前記第１及び第２の論理レベル決定手段は３相送電
   線のうちの２つの異なる相に作動的に関連する特許請求
   の範囲第３、４または５項記載の装置。 ７、第１及び第２の出力を有するシフトレジスタと、前
   記シフトレジスタの入力に作動的に接続されたサンプル
   パルス発生用第１手段と、前記シフトレジスタのクロッ
   ク入力に作動的に接続されたクロックパルス発生用第２
   手段とから成り、前記クロックパルス周波数は前記サン
   プルパルス周波数よりも高くその整数倍となっており、
   前記サンプルパルスは前記クロップパルスの発生と同時
   に発生し、更に前記シフトレジスタの第１出力に作動的
   に関連し、該出力からの信号により作動される第１キャ
   リア信号の論理レベルを決定する第１手段と、前記シフ
   トレジスタの第２の出力に作動的に関連し、該出力から
   の信号により作動される第２キャリア信号の論理レベル
   を決定する第２手段とから成り、前記シフトレジスタの
   第１及び第２出力は、前記クロックパルスに応答して前
   記シフトレジスタによりシフト可能なデータストリング
   の異なるデジタル位置に関連する、時間ダイバーシティ
   キャリア信号サンプリング装置。